当元件频率越来越快，系统板频率随着元件增加时，常常会出现EMC问题，传统上EMC被视为一种黑箱的艺术，实际上来说，EMC可以使用电磁学上的马克斯威尔方程式概念来解释，我们等一下会推导数学式来叙述几项重要观念。首先我们先来解释一下EMC与EMI的定义：

EMC (Electromagnetic compatibility)电磁相容:产品能够在一电磁环境中工作而不会降低功能或损害的能力 。

EMI ( Electronmagnetic interference) 电磁干扰：电子产品中之电磁能量经由传导或辐射之方式传播出去的过程。

印刷电路板基本概念

首先，我们先谈一下印刷电路版的基本概念，当我们要设计一电路板时，首先要考虑的是需要多少布线层( routing layer)及电源平面。层数之决定在于杂讯免疫力、功能规格、信号分类、布线的net与trace数目、VLSI元件密度、汇流排布线、、、等等。

一般而言，讯号在传输线上的电磁特性，会随频率变化，当电路板上的工作频率上升到够高的时候，使用一般导线的布线方式，会开始感觉到越来越不适当，开始考虑改用薄膜线来做布线讯号，且地线与电源也开始改成大面积的薄膜面，而「电源膜面」与「地膜面」间的「间隙」距离，在耐压可容许的范围内，应越小越好，以建立大的电容效应，来消除杂讯引起的波动。

电磁效应之因应

由于高频所引起的电磁效应，会改变原讯号波形，严重者会影响系统功能，所以系统有高频讯号时，如clock，讯号线的Layout就必须很小心，必须改用transmission line或wave guide 。在高频区使用Transmission line传送讯号有下列数点理由：

1. 它的传送波速最快，V=1/(LC)^^-0.5，式中L是指单位长度的电感量，C是指单位长度的电容量，波速与PCB材料之ε、μ有关，不同材料电路板，波速不一样。

2. 电磁波是沿着transmission line分布而且大量localized，互相干扰较少，且较稳定。

3. 一般导线的电路特性，没有公式可以预知，但transmission line却有建立好的公式群，可以推求各种想要知道的电路特性及参数，这是电路工程师最需要的依靠点，也可以避免实际线路与推算电路间的误差。

电路板上最常用的transmission line是microstrip line与strip line，适当的使用microstrip及stripline方式在PCB层面压制射频辐射，会比在机壳或金属图装之塑胶壳上下功夫好很多。因为使用埋入于PCB内之Ground和Vcc层平面是压制PCB内Common-mode RF之重要方法之一，理由是这些平面会降低高频电源分布阻抗。

(图一)显示出两个主要分类microstrip及stripline的差异，描述如下：

《图一 电路板上最常用两类transmission line》

1. Microstrip：

指PCB外层的trace，经一介电物质连接一整片平面。 microstrip方式提供PCB上的RF压制，同时也可容许比stripline较快的clock及逻辑讯号。较快之clock及逻辑讯号因为较小之耦合电容，会有较低之空载传输延迟。 Microstrip的缺点是PCB外部讯号会辐射RF能量进入环境，除非在此层上下加一金属屏蔽。

2. Stripline：

信号层介于两个solid planes（Vdd或GND）之间，stripline可达到较佳之RF辐射防制，但只能用在较低之传输速度，因为信号层介于两个solid planes之间，两平面间会有电容性耦合，导致降低高速信号之边缘速率(edge​​ rate)。 stripline之电容耦合效应在边缘速度快于1ns之信号上较于显著。一般而言，使用stripline的主要效应是为了完整遮蔽内部trace之RF能量，所以对射频辐射有较佳之抑制能力。

《图二 》

讯号在高频时，容易产生辐射trace，所以我们利用PCB层数来抑制辐射trace， 除了要注意的是辐射trace容易产生之外，其它内部连线或元件仍然会造成问题，随着系统、元件、trace之阻抗，会存在阻抗不匹配（impedance mismatch）之问题。不匹配之阻抗会使RF能量由内部trace耦合到其他电路或是自由空间，进而产生EMC或EMI问题，所以除了使用元件之接脚电感最小可降低辐射现象外，阻抗匹配也是抑制EMC重要一环，我们选择常用的microstrip line利用电磁学来推导地回路（回返电流）的存在与trace阻抗的计算。

如(图二)所示在一△X长度内，相对应的电压变化为△V，则：

《公式一》

《公式二》

同理，相对应的电流变化为△I，则(如公式二)

在steady state时δ/δt=jω，代入上两式，共解分别得：

《公式三》

这是transmission line上的电波方程式之一，解之得：

《公式四》

此两式是已经把time domain的影响并回公式中：

r=α+jβ

α的单位为neper per unit len​​gth (代表能量的单位衰减量为dB)

现在因为电路越做越好,使得α≒0。

β单位叫做degree per unit len​​gth，β=2π/λ (代表波沿着transmission line，在同一瞬间，不同位置的度数变化)

(4)式中表示，在transmission line上，通常存在着相向而行的两个波，一为含e的叫前進波，e"的叫前进波，e含的叫逆向波（反向波）也就是我們所說的迴返電流，在此得到證明。"含的叫逆向波（反向波）也就是我们所说的回返电流，在此得到证明。

《公式五》

《公式六》

《公式七》

Ζ₀叫transmission line的特性阻抗，当transmission line没有loss时，α＝0，Ζ₀=﹝L/C﹞，单位是ohm。 Ζ₀是高频电路工程师，在电路板设计microstrip line时，必须预知的参数之一 。

选择PCB层数的方法指引：

在谈完trace以及阻抗匹配所引起的EMC效应后，接下来要谈的是选择PCB层数的方法指引，这些方法并非一成不变，可以依照上述观念、功能要求及trace的复杂度需要而做适当的修改，需要把握的重要关键是每一绕线层( routing layer )必定要相邻一个完整平面。

(一)两层板：

一般而言，两层板有两种layout方式。第一种为较老之技术，适用于低速之元件，包含DIP包装的元件排成矩阵状排列，现今比较少用。第二种为现今典型之应用方式。

第一种方式如(图三)所示，将Power及GND以格状Layout，形成每一格的总环路面积小于1.5吋平方，且Power及GND以90°角度分布，Power在一层而GND在另外一层，并在每一个GND及Trace交接处即每一个IC，放置decoupling电容。

第二种规划方式如(图四)所示，常用于音频之低频类比设计。作法如下：

1. 将Power trace在同一布线层，由电源处至每一元件以幅射状拉线，减少trace总长度。

2. 将所有Power及GND trace相邻平行布线，此举可使高频的切换杂讯之环路电流最小（环路电流后面会解释），因此不会冲击其他电路及控制讯号。

3. 电源的trace不能相互交错，以免造成Ground Loop。

《图四》