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HT46R24應用於鎖相迴路技術降低LCD螢幕漏電流效應 MCU創意設計與應用系列(4) 【作者： 林長華、洪宗佑】   2007年03月16日 星期五

瀏覽人次：【11117】 隨著數位時代的來臨及電腦網路的普及，顯示器平面化及薄型化已是必然的趨勢，應用範圍也逐漸從可攜式的中小型產品擴展到資訊用的大型面板，除了替代傳統的顯示裝置，各種的新應用也不斷地推陳出新。背光模組可說是平面顯示器中不可或缺的光源驅動組件，它決定了燈管之可靠度及穩定度，其性能的好壞直接影響到LCD的顯像品質。 通常LCD會覆蓋大面積導電塗層並連接到系統接地來減輕電磁干擾（EMI）所造成之影響，但卻因此造成電路與接地間產生許多的雜散電容，而造成極大之漏電流，因而增加輸出電流之損耗，此外，就連覆蓋在LCD上之金屬外殼，亦會產生同樣之效應[1]，此將影響到系統效率與系統穩定度。 為了改善因雜散電容所造成之漏電流效應，本文將傳統輸出回授控制改為前側控制的架構[1]，並結合微控制器實現之鎖相迴路，以追蹤系統之最佳操作頻率[5]～[8],[10]，並穩定系統之輸出功率。本文所採用之前側控制乃是將變壓器二次側之冷陰極管浮接，並與系統之接地端分離，主要是要移除變壓器二次側和冷陰極管間漏電流之其中一個路徑，並藉此偵測因雜散電容造成之輸入阻抗相位偏移，以配合鎖相迴路來追蹤系統之最佳操作頻率，提升背光諧振換流器之系統效率。 由於D類諧振換流器具效率佳、電路架構簡單等優點[9]，故本文採用D類諧振換流器作為主電路架構。在背光模組的設計中，換流器主要是採用電磁式升壓變壓器配合諧振電路來提供起動與驅動之功能[6]，在本文中將推導出諧振換流器之數學模式，並以實驗結果驗證其理論之正確性。 　　 D類諧振換流器之分析與化簡 (圖一)所示為D類諧振換流器之電路架構，其中包含兩個切換開關S1、S2、隔離電容Cc、諧振電感Lr、諧振電容Cr、升壓式變壓器T1與安定電容CB。當操作頻率相當接近諧振頻率時，主電路之負載品質因素（Load Quality Factor；QL）相當高，隔離電容Cc與諧振電路會將諧波與直流成份濾除，因此，可產生弦式電壓、電流藉以驅動冷陰極管。(圖二)(a)所示為穩態下主電路之等效電路，其中升壓式變壓器一次側激磁電感Lm、諧振電容Cr、諧振電感Lr與二次側反射阻抗組成諧振槽；二次側反射阻抗包含安定電容CB、雜散電容Cp與燈管阻抗RCCFL。 《圖一　D類諧振換流器之主電路架構》 《圖二　(a)D類諧振換流器之等效模型；(b)將圖二(a)中二次側元件轉移至一次側之等效電路；(c)將圖二(b)簡化之等效電路；(d)為圖二(c)之串聯等效電路。》 為了簡化電路模型，其冷陰極管阻抗由等效電阻RCCFL取代，將其二次側元件全部等效至一次側，如圖二(b)之等效電路，圖中所有等效阻抗可表示為Zs（不包含諧振電感Lr）。 《公式一》 經簡化後可得圖二(c)，其中根據圖二(c)與(公式一)可得圖二(d)，由圖二(d)可知，其輸入阻抗Zi： 《公式二》 因此，可得系統之諧振頻率如下式： 《公式三》 根據(公式三)模擬雜散電容Cp與諧振頻率fr之關係圖如下： 《圖三　雜散電容Cp與諧振頻率fr之關係》 由(圖三)可知，諧振換流器之諧振頻率fr將因雜散電容Cp影響而造成偏移，亦即工作點隨之偏移。傳統之回授控制方法無法隨環境參數變化而自動調整最佳之工作頻率，造成燈管之漏電流效應，而本文所提之的控制策略，可使操作頻率隨雜散電容效應而改變，以降低其漏電流效應，依據克希荷夫電流定律可得燈管電流iCCFL與雜散電容Cp之關係式如下： 《公式四》 根據(公式四)模擬雜散電容Cp與燈管電流iCCFL關係圖如下： 《圖四　雜散電容Cp與燈管電流iCCFL之關係》 由(圖四)可知，雜散電容Cp將會使燈管電流大幅下降，若系統中之雜散電容Cp愈大，漏電流效應愈加顯著，由於傳統回授控制方法並無法有效克服雜散電容Cp對系統造成漏電流效應，因此，本文將冷陰極管浮接並改採前側控制，結合微控制器所實現之鎖相迴路，使其追頻行為更為精確，以有效地解決漏電流效應。 一般設計首先要使冷陰極管能正常起動，由於背光電路通常採取低電壓輸入，而冷陰極管卻需以高電壓起動，因此，主電路與負載間需要一升壓變壓器T1，其圈數比N可根據圖2a及弦波近似法估計出冷陰極管暫態時的起動電壓vstart與諧振槽輸入電壓vd之比值來決定： 《公式五》 在二次側之安定電容CB與冷陰極管串聯之目的是要確保負載為正阻抗特性[2]，事實上在高頻操作下，燈管的穩定亦可採用電感，且會有更佳之效果，若考慮零件尺寸時仍多採用電容，於實作時為了能有效地降低冷陰極管的非線性特性，通常設置電容CB之阻抗大於冷陰極管的阻抗，然而若將安定電容CB設定過大之阻抗反而會增加電路損失。因此，由圖二(d)可計算出諧振槽輸入電壓vd對燈管電壓vCCFL之轉移函數，若採用弦波近似法可得其關係式如下： 《公式六》 將上式取振幅值可得下式： 《公式七》 由(公式六)可知，穩態操作下之燈管電壓與輸入電壓、操作頻率、燈管特性、變壓器特性（圈數比N）、諧振槽元件（諧振電感Lr及等效之諧振電容Ceq）及雜散電容Cp均息息相關。 《圖五　鎖相迴路結構方塊圖》 《圖六　一階低通濾波器之電路》 鎖相迴路與前側控制之應用 鎖相迴路是由相位鑑別器（phase detector；PD）、低通濾波器（low pass filter；LPF）與壓控振盪器（voltage controlled oscillator；VCO）所組成。(圖五)中所示為鎖相迴路結構方塊圖。在鎖相迴路中，相位鑑別器與濾波器之設計決定整個VCO的穩定度，在此是採用(圖六)之一階低通濾波器，主要是將鎖相迴路相位鑑別器之輸出信號vψ輸入低通濾波器以濾除其高頻成分後，再將濾波器之輸出端所提供的直流電壓vLPF來控制VCO。該低通濾波器可藉由(圖五)得知其轉移函數如下式： 《公式九》

此轉移函數的-3dB截止頻率fCLPF，若設為本文所設定的操作頻率fs，便可得到如下關係式：

《公式十》

《公式十一》

《圖七　以鎖相迴路為基礎之背光換流器之結構圖》

(圖七)所示為本文所提以鎖相迴路為基礎之背光換流器之結構圖，首先將回授控制改為前側控制，亦即燈管改為浮接的方式，燈管電流改由變壓器一次側作感測，實際作法是藉由Rs取得輸入電流信號，經整形電路後，再將此信號與諧振換流器之驅動信號vcomp（與諧振槽輸入電壓同相）送至相位鑑別器比較，取得兩信號之相位差ψ，此相位差ψ即為輸入阻抗Zi之相位角，將此相位差ψ經低通濾波器產生對應之輸出電壓，藉此電壓來調變VCO之輸出頻率，並同時回授至相位鑑別器，以達到追蹤系統最佳頻率之目的，故可達到最大之輸出效率。其次，由於鎖相迴路的追頻動作，使得系統相位角ψ可維持一固定值，並且根據圖2a所示之等效模型，可推算出輸入阻抗相位角之數學模式，藉以分析雜散電容對系統之影響。

微控制器之應用與設計策略

《圖八　以微控制器為基礎之鎖相迴路控制器之結構圖》

(圖八)所示為本文所提的的以微控制器為基礎之鎖相迴路控制器之結構圖，當整形後的電流取樣信號vsqu與諧振換流器之驅動信號vcomp（與諧振槽輸入電壓同相）送至相位鑑別器作比較，並取得兩信號之相位差ψ，此相位差ψ即為輸入阻抗Zi之相位角ψZi，將此相位差ψ經低通濾波器產生對應之輸出電壓，此電壓將隱含雜散電容效應之影響，故在輸入微控制器後，將藉由程式轉換為一最佳之工作頻率，以降低雜散電容效應之影響。

按(圖九)所示微控制器之軟體設計流程圖，利用微控制器的類比/數位轉換功能，將低通濾波器之輸出電壓vLPF進行A/D轉換為對應之程式碼，並轉換為對應之PWM參數輸出信號vPulse，亦即此輸出PWM信號之責任週期將受相位差之調變，經低通濾波器產生對應之電壓後即加至Cosc，藉此調變系統之振盪頻率，並使用微控制器的PFD（programmable frequency divider；PFD）功能將操作頻率輸出，故當雜散電容引入後，即會造成相位差變化，屆時藉由微控制器所實現之鎖相迴路，將會調整適當之系統操作頻率，使系統維持在最佳工作點。

《圖九　微控制器之軟體設計流程圖》

設計考量與實測結果

冷陰極管本身為一非線性負載，不論其長度、直徑或實體結構均影響其特性，因此，也影響到驅動電路之設計。一般而言，驅動燈管的電流波形以越接近弦波型式越佳，亦即其波形因數（crest factor）趨近於，不僅可減少EMI亦可提高燈管效率，雖然其他型式的波形有可能使燈管提供更高之亮度，卻可能會縮短燈管之使用壽命[1]。採用的冷陰極管FL-24315之額定功率為3.6W，燈管之一般操作電壓vCCFL及電流iCCFL分別為610Vrms及6mArms，起動電壓vstart則為720Vrms。一般冷陰極管之操作頻率約在25～85kHz[1]，本文中設定操作頻率fs為56kHz，輸入電壓VD＝12VDC。在此所採用之電路架構中最重要的參數為升壓變壓器之圈數比N、激磁電感Lm、諧振電感Lr、諧振電容Cr、安定電容CB等相關之內部重要參數，其設計考量與步驟分述如下。

決定變壓器圈數比N

冷陰極管均需以高電壓來起動，因此，變壓器需具有足夠大之圈數比，但過高之圈數比可能破壞二次側線材之絕緣，且不利於電路之薄型化，所以，變壓器之圈數比只要設計在足以產生冷陰極管之起動電壓即可，將上述參數vstart及代入(公式五)可得圈數比如下：

《公式十二》

決定諧振電感Lr及諧振電容Cr

根據(公式十二)，實際選用之變壓器圈數比N＝150，其激磁電感Lm＝29.64μH，安定電容CB＝52pF（實際使用47pF）、燈管阻抗RCCFL＝vCCFL/iCCFL ≒102kΩ，操作頻率fs=56kHz。再利用(公式七)可得穩態下之關係式：

《公式十三》

再由所設定之工作條件及(公式四)可得下式：

《公式十四》

代入已知參數，並將(公式十三)、(公式十四)求聯立解，可計算出諧振電感Lr=34.36μH（實際使用34.92μH）、諧振電容Cr＝445nF（實際使用470nF）。

決定低通濾波器之參數值

若將fCLPF＝56kHz代入(公式十)，可得下式：

《公式十五》

若CLPF選用220pF，將此CLPF代回(公式十五)，可推算RLPF＝12.91kΩ（實際使用12kΩ）。

估算雜散電容Cp

將實測結果燈管電流iCCFL與相位差ψZi代入(公式二)、(公式四)，以估算雜散電容Cp並模擬其三者之關係，如(圖十)所示，並以一設計實例之量測結果以驗證本文所提之理論與數學模式之正確性。

《圖十　雜散電容Cp、燈管電流iCCFL與相位差ψZi 之3D關係圖》

為了驗證本文所提之控制策略對於降低漏電流效應之可行性，將以實際量測結果作比較，並將所得數據代入下式以估算出其效率η與電流提升率ρ。

《公式十六》

《公式十七》

《圖十一　系統加入LCD金屬外殼之示意圖》

(圖十一)所示為本文之量測示意圖，將背光模組二次側連接至冷陰極管之連接線置放於LCD金屬外殼上，以驗證二次側電流受雜散電容之影響，其次，再加入本文所提之控制策略，並比較燈管電壓vCCFL、燈管電流iCCFL與燈管功率PCCFL之變化。

《圖十二　控制信號vcomp、燈管電流iCCFL於背光模組加入LCD金屬外殼之量測結果：(a)使用傳統之回授控制方法；(b)利用鎖相迴路結合前側控制之方法。》

《圖十三　輸入電流iin與控制信號vcomp之相位差量測結果：(a)使用傳統之回授控制方法；(b)利用鎖相迴路結合前側控制之方法。》

(圖十二)所示為本文所提之架構實際應用於LCD金屬外殼之雜散電容效應之實驗結果。(圖十二)(a)、(圖十三)(a)與(圖十四)(a)所示皆為傳統作法，其系統之二次側因漏電流效應，使燈管電流iCCFL約剩下2.5mA，相位差ψ約66°，燈管電壓vCCFL約520Vrms，其燈管功率PCCFL=1.3W，再將燈管電流iCCFL與相位差ψ約代入(公式十五)、(公式二十)，可估算出影響系統之雜散電容值約為10.84pF。如圖十二(b)、圖十三(b)與圖十四(b)所示則是利用本文所提之控制策略，同時能有效降低系統接地之大面積金屬塗層所造成之漏電流效應，仍使燈管電流iCCFL亦維持5.5mA左右，相位差ψ約56°，燈管電壓vCCFL約560Vrms，電流提升率ρ=60％，其燈管功率PCCFL=3.08W，再將燈管電流iCCFL與相位差ψ約代入(公式二)、(公式四)，可估算出影響系統之雜散電容值約為5.32pF。藉由以上量測結果，可以得知原本諧振電容Cr因受雜散電容Cp影響，故實際等效諧振電容為Ceq，且諧振槽特性受到改變，故將影響到二次側回授的控制效果，因此，利用本文所提之前側控制方式可達到降低雜散電容對系統所造成之漏電流效應，並藉由鎖相迴路達到追蹤最佳頻率與鎖定相位之目的。

《圖十四　背光模組加入LCD外殼之量測結果：(a)使用傳統之回授控制方法；(b)利用鎖相迴路結合前側控制之方法燈管電流iCCFL、燈管電壓vCCFL與其燈管功率PCCFL量測結果。》

結語

本文首先建構D類諧振換流器之數學模式與設計準則，其次，將變壓器二次側浮接，並改採用前側控制以大幅降低因雜散電容所造成之漏電流現象，藉由微控制器實現鎖相迴路之技術偵測因雜散電容造成之系統阻抗相位偏移，以產生最佳之工作頻率，故可大幅提升系統效率，其系統穩定度亦得以大幅提昇，無論是將系統加入LCD外殼亦或將系統加入接地之金屬導電塗層的情況下，且系統處於穩態下所量測到的結果，本文所提出的控制策略，皆可有效將雜散電容降低至約5.32pF，至少可提升燈管電流約60％，且系統整體效率皆可達到91％以上。

---作者林長華為聖約翰（原新埔）科技大學電腦與通訊工程系專任教授；洪宗佑為聖約翰科技大學電腦與通訊工程系大學部二年級學生---

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