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新型dsPIC33EP装置提升数位电源供应器的回路增益效能
 

【作者: Alex Dumais】2016年04月14日 星期四

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藉由市场追求更高效能和功率密度电源供应器及提高交换频率的需求,从而促进数位控制器能因应市场趋势的变化。专为电源供应器应用的Microchip dsPIC33EP ‘GS’系列数位讯号控制器是一项主要范例。这些装置已经引进可缩短线性差分方程式(LDE)的执行时间和降低整体系统延迟的全新功能。这些功能有助于提升控制回路的取样率并缓解相位误差,进而可提升回路增益效能。


在数位电源供应器单元(PSU)中,有数个因素会影响微控制器专属的回路增益效能。这些因素包含最大取样率、执行补偿器演算法所需时间、类比至数位转换器(ADC)的取样/转换时间和微控制器作业速度。对于峰值电流模式控制转换器,比较器速度和控制数位到类比控制器(DAC)的准确度/速度也会对PSU回路增益效能造成影响。选取特定应用的微控制器时,必须考量这些所有项目。让我们看看Microchip的dsPIC33EP ‘GS’装置如何协助新一代的电源供应器提升回路增益效能。


提升作业频率

新型dsPIC33EP装置最引人注意的功能是可提升作业频率。新型dsPIC33EP装置的作业频率已提升至70 MHz,对现有的dsPIC33FJ装置而言,最高可提升每秒3000万条指令(MIPS)。如果我们使用以250 kHz速率执行60条指令的控制回路,则这会消耗总计为15 MIPS或是dsPIC33FJ装置上可用资源的37%。


以相同的取样频率执行时,此相同的控制回路程式码只会消耗新型dsPIC33EP处理器上可用CPU资源的20%。如果移转至新型dsPIC33EP装置后消耗相同百份比的MIPS,则能够让控制回路以350 kHz的速率执行。进一步分析显示相位误差在指定的交越频率处降低29%。请参阅图1以计算交越频率处因为取样所致的相位误差。


图1 : 因为取样所致的相位误差
图1 : 因为取样所致的相位误差

在大多数使用数位补偿器的PSU中,功率级的控制通常是由简单的LDE所管理。虽然LDE方法为人所知且普遍使用,但数位实施有益于实施非线性控制演算法。然而,非线性技术不属于本文的讨论范围。


LDE的大小取决于用于将持续频率功能转换为离散频率功能(向前/向后Euler、双线性转换等)的补偿器顺序和方法。简而言之,LDE是使用控制误差与先前控制输出之线性组合而产生电流控制输出的数学演算式。请参阅图2以查看3P3Z线性差异方程式的范例。



图2 : 3P3Z线性差异方程式
图2 : 3P3Z线性差异方程式

可以看见对于3P3Z补偿器而言,必须执行七次乘法和加法,才能决定所需的控制输出。这类型的算式非常适合dsPIC33装置的结构。可以使用乘法累积(MAC)在七个单一周期指示中处理这些指示。但仍然会有其他软体额外负荷,包含:对工作暂存器入栈/出栈、从工作暂存器载入/取出资料、重设阵列,以及钳位/换算控制输出。这项额外负荷可能影响控制回路执行率,因而导致相位边限减少。


备用工作暂存器

如之前内容所示,增加了MIPS之后,控制回路的执行时间稍微减少了一点点。但是,这可能因为新型dsPIC33EP ‘GS’装置和新增的备用工作暂存器而有更显著的进展。这些装置可整合额外两组15个工作暂存器,而且可持续保留。这代表可在装置初始化阶段,将钳位限制、换算因数、系数指针等资料预先载入至适当的备用工作暂存器中。


这些暂存器组可与特定中断优先等级产生关联,而此等级只有控制回路软体能够存取。之后,这可消弭在堆叠上对工作暂存器入栈/出栈,而且减少执行补偿器演算法时将资料导入工作暂存器时的额外负荷。图3是如何使用Microchip的硬体加速补偿器功能而成功利用备用工作暂存器组的范例。重要的是记住特定指令(需要对资料存储位置施加限制)需要特定暂存器。


图3 : 备用工作暂存器范例
图3 : 备用工作暂存器范例

让我们考量备用工作暂存器对于高频率控制回路之MIPS耗用量的影响。 dsPIC33FJ装置上的补偿器演算法之前每隔一个交换周期呼叫一次,而现在每个交换周期呼叫一次且仍然利用相同百分比的MIPS。


图1中呈现因为取样程序所致的相位误差。相位衰退的数量取决于交越频率和取样频率。因此,如果取样率翻倍成长,相位衰退就会减少为一半。这代表使用备用工作暂存器时,相位误差会因为装置运作速度降低50%而减少29%。


若要举例说明因为取样频率所致的相位误差减少现象,请考虑使用取样频率为175 kHz且频宽为10 kHz的系统,如此相位误差会以大约10度左右计算。取样频率为350 kHz的相同系统只会有5度的相位误差。与dsPIC33FJ装置相较之下,可在利用相同百分比的MIPS的同时透过dsPIC33EP装置达到此额外相位边限。


范例显示可使用备用工作暂存器和提升dsPIC33EP装置的运作速度来提升取样频率,从而降低相位误差。接下来,我们会讨论可提升相位边限的其他装置特定周边设备和技术,从而提升回路增益效能。


dsPIC33EP ‘GS’装置系列包含新型12位元ADC,其可整合多个逐次求近暂存器(SAR)核心。装置可同时取样多个类比输出,而且可在少于300 ns的情况下拥有专属的12位元结果。专属的SAR核心会持续追踪输入讯号,这代表不需要任何取样时间。 ADC看见触发事件时,便会自动启动转换程序。请记住,虽然取样/转换时间看似会造成控制回路的延迟,但可最大程度地降低整体取样/转换延时,因此有益于相位边限误差。


关于ADC的一个特殊功能是可在转换完成之前产生中断。使能时,此ADV提早中断功能有助于降低从ADC完成转换到启动控制回路软体(中断)期间的中断延时。最大可选取提早中断时间是8个ADC时钟(Tad)。以最快速的传输量进行时,这可将进入补偿器演算法的时间减少114 ns。这是降低控制回路软体中总延时的另一个方法。请参阅图4以了解ADC提早中断的详细资料。



图4 : ADC提早中断时序
图4 : ADC提早中断时序

另一个ADC模组功能是纳入多个数位补偿器,这些补偿器可设定为在转换类比结果处于指定限制组范围外(或范围内)时提供中断。这可能看起来不像会直接影响取样频率,但确实是绝对会造成影响的功能。从CPU卸载软体且只在错误情况下执行时,则会使用数量较少的MIPS。这代表我们可以提升控制回路的取样率。这具有高度软体依存性,而且并非所有应用都能利用这项新功能。但若是提到输入电压及温度监控等范例,其可降低CPU工作负荷。


若要减少从ADC触发到控制输出写入事件甚至更早之前的时间,则可使用PWM ISR,而非ADC中断服务常式(ISR)及ADC提早中断功能。在一般使用个案中,PWM会触发ADC以启动转换,但现在其也会同时产生自己的中断事件。将补偿器演算法放置在PWM ISR内部时,软体会先开始执行补偿器演算法,然后才取得ADC可提供的电流反馈资料。在软体执行和ADC转换完成之间,大约有143 ns。


这代表微控制器以最大装置频率运作时,需要至少先放置10个指令,然后再读取ADC结果缓冲区。如果补偿器演算法是以可使用此技术的方式建构而成,则可将进入补偿器常式的时间减少45%。请参阅图4以取得关于PWM中断服务常式的提早中断时序范例。请注意,此方法仅适用于专属SAR核心的可预测时序。


补偿器演算法结构

补偿器演算法的结构对于更新控制输出变数所耗费的时间至为关键。有了备用工作暂存器,就能以下列方式撰写演算法:在更新控制输出之前,只需要将电流误差乘以系数B0,然后将结果加到来自先前周期的累积输出。当然,仍然会有回溯正规化及钳位,但这可大幅降低控制输出写回时间,而不需要专属累积器。图5显示如何排列补偿器演算法以实现最快速更新时间的范例。在输入补偿器演算法时,控制输出写回时间现在可在少于300 ns的时间内发生。这对于下列章节的实用性也越趋明朗。



图5 : 3P3Z硬体加速补偿器区块图
图5 : 3P3Z硬体加速补偿器区块图

现在让我们考量相位误差时这些所有不同的功能。在电压模式控制及平均电流模式控制系统中,能以50%的关闭时间取样输出电容器电压或电感器电流。最常见的方法是在50%开启时间时取样,可先提供足够时间来处理控制演算法,然后再开始下一个PWM周期。


对于上述提及的所有功能,可以轻松地在关闭时间取样控制反馈讯号并写回控制输出,然后再开始下一个PWM周期。图6显示跨交换频率之范例实施的估计工作周期限制,而图7则举例说明50%关闭时间的时序图。相位边限的增加取决于工作周期,但如果平均为50%工作周期,则与50%开启时间测量相较之下,相位误差会减少一半。



图6 : 不同触发配置的最小/最大开启时间关系
图6 : 不同触发配置的最小/最大开启时间关系

dsPIC33EP ‘GS’装置具有立即更新模式,在使能时可在电流周期中更新PWM参数(也写入特殊功能暂存器(SFR)时)。这适用于解析度均为1 ns的相位、周期、死区和工作周期。在50%关闭时间案例中,曾提及控制输出的写回必须发生在下一个PWM周期开始之前,而且这会限制特定交换频率适用的最大开启时间值。使能立即更新时,则不属于此情形。此功能现在允许工作周期限制及/或交换频率限制进一步增加,如此有助于再次降低相位边限误差。图7举例说明两个50%关闭时间实施情况的时​​序。



图7 : 50%开启/关闭时间触发时序图
图7 : 50%开启/关闭时间触发时序图

降低相位边限误差的最佳个案是在50%开启时间时取样控制反馈讯号,同时确保新的控制输出已套用至目前PWM周期的后沿。这是指正根据补偿器输出来更新PWM工作周期的作用边缘,且此补偿器是刚刚在相同PWM周期中呼叫过。这可提供数位系统中可能最佳的相位边限。


请注意,虽然这是最佳使用个案,但因为最短开启时间的限制,而无法在所有应用中实施。请参阅图6以取得最短开启时间,作为跨不同交换频率之交换期限的百分比。例如,如果以100 kHz提升PFC交换,最短开启时间需求将稍微少于10%的期限。最小工作周期在交流电源电压的峰值(额定220V输入电压)发生时,工作周期需求大约是22%,因此可预留大量系统余裕,在控制输出发生巨大变化时进行立即更新。


当输入电压进一步增加时,立即更新便开始看似周期更新即将结束,因而减少相位边限。但是,这会在正常情况以外的情形发生。图7也显示与50%开启时间触发配置相较之下,50%开启时间触发使用个案的时序图。


已使用同步降压转换器执行范例,其中整合了本文中讨论的所有技术。结果显示取样率从每隔一个PWM周期(175 kHz)增加为每个PWM周期(350 kHz),而不需要更多MIPS,已撰写补偿器来快速写回控制输出变数,已产生PWM中断来处理控制回路,而且已使能50%开启时间搭配即时更新。


观察到的结果是相位边限大约增加16度。回路增益效能已开始呈现边限稳定的状态且只有46度的相位边限,而且结束时非常接近62度的类比相应物。本文所述降低相位误差之技术虽非一体适用;但适用于广泛的设计且可增强某种程度的回路增益效能。


(本文作者Alex Dumais任职于 Microchip Technology)


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