本文叙述如何测量高压或负供电轨上的电流，以及如何为I_MON感测方法设定配置暂存器。继之前文章系列第一部分介绍电流感测的基本概念，包括各种方法和电路拓扑；本文阐述测量电流的精度考虑因素，并提供使用LTpowerPlay进行元件编程的相关说明。

LTC297x 元件对施加於V_SENSE和I_SENSE接脚的电压存在限制。电压最高不得超过6 V。接下来，我们主要讨论LTC297x系列中的大部分产品，LTC2971除外，其电压限值为±60 V。对於电压大於6 V或者为负电压的供电轨，必须设计一种间接感测电感或感测电阻两端电压的方法。

电阻分压器

如果电源电压高於I_SENSE接脚的最大额定电压，人们可能会倾向於使用两个分压器。如此考虑似??很合理，直到需要计算分频「讯号」的误差。在感测元件的每一边安装一个分压器。取得每个分压器的「输出」，然後传输至LTC297x感测接脚。

如果上下电阻比相互匹配，就可实现准确分频HV讯号的目标。电轨电压经过充分的分压，使LTC297x输入电压保持在其限值内，经过分压的输出电压则提供比例电压，可由LTC297x进行测量。但是电阻容差要求使此种方法并不可行。此外，对电压进行分压的次数越多误差就越大。例如，如果只有其中一个电阻产生仅为0.1%的误差，会得出一个固定的偏置误差。增益误差所占的比例极小，主要是偏置误差。

举例来说，如果需要测量12 V电源的输出电流。该电源可以提供2 A，并且输出路径中配置了一个10 mΩ分流电阻（R_SNS）。在满负载下，这个分流电阻会产生一个20 mV讯号。因此，可以选择3次分流电路，且顶部和底部分别选择2 kΩ和1 kΩ电阻。这使得I_SENSE接脚的共模电压为4 V。使用相对较低的值是为了保持较低的源阻抗，正如LTC297x元件一样，以减少由分压器的Thevenin等效电阻引起的漏电流误差。

图1 : 用於进行电流感测的电阻分压器会产生很大的误差。

假设在空载条件下，并且所有电阻都是理想的。每个分压器中点为4.00 V，delta V为零。因此，LTC297x的READ_IOUT值为0.000 A。但是，如果其中一个2 kΩ元件的电阻高达0.1%（2002 Ω），delta V则为2.665 mV。但是注意，正如I_SENSE感测到的，满量程值为20 mV/3或6.667 mV。2.665 mV读数转化为0.4 A输出电流。这是预期的满量程读数的40%！

如前所述，引入的误差是偏置误差，不是增益误差。但不管是哪一种都是很大的误差，此种方法对电阻容差过於敏感，所以必须寻找另一种解决方案。

高侧感测放大器

因为 LTC2972/LTC2974/LTC2975 对ISENSE接脚的电压限值为6 V，所以使用高侧电流感测放大器（CSA）进行位准转换来解决这个问题。 LT6100/LTC6101 常用於固定/用户可选的增益。与使用分压电阻相比，其精度更高。

图2 : 用於位准转换器的电流感测放大器。

相关方程式和条件如下：

V_OUT 的 CSA = I_LOAD × R_SNS × （R2 / R1）

设定 IOUT_CAL_GAIN = R_SNS × （R2 / R1）

保持 V_ISENSEP <±170 mV

LTC2971用於在高压轨上进行电流感测

对於高压轨，使用LTC2971（2通道DPSM）直接感测电流和高达60 V的电压。LTC2971具有四种不同的订购选项。LTC2971-1支援在一个通道上进行60 V成测，在另一个通道上进行－60 V成测。LTC2971-2支援两个通道均为－60 V，LTC2971-3选项支援60 V和1.8 V。LTC2971的两个通道均支援60 V感测。如果直接连接到IOUT_SNS接脚，可避免使用外部CSA。使用该CSA会导致增加成本、占用更多板面空间，并带来误差。LTC2971电流测量精度为READ_IOUT读数的0.6%。

低侧电流感测

在有些用例中，可以选择低侧电流感测。将感测电阻放在负载低侧，并将I_SENSE接脚连接到电阻。这样，I_SENSE接脚的共模电压可以接近GND。如果电源电压大於6 V，那麽其可能也适合应用。这个解决方案可用於测量几??所有电源轨上的电流，包括高压轨。

选择R_SENSE值时需兼顾两个方面，要获取足够大的讯号，以实现卓越的精度，阻抗还要足够低，不会造成大幅IR压降，导致输出电压和负载一样下降，即负载调整不良。

图3显示V_SENSE的回??电阻和四线式电阻测量法连接。四线式电阻测量法是一个术语，用来描述与感测元件之间的连接，不包括压降。

在为感测电阻建立电流返回路径时，应非常小心。许多高密度板设计为具有多层接地浇筑层（ground pour），使得返回的电流可以流经多条路径。使用分流电阻之後，可以迫使返回的电流流经此元件，从而使得四线式电阻测量法连接跨过该元件，重新连接至PSM元件的I_SENSE接脚。

图3 : 低侧感测解决了高压电流感测问题，但存在弊端。

负电轨上的电流感测

可以使用几种不同的方法来监测负电源的输出电流。较简单的解决方案是使用低侧CSA，例如LTC6105。图4显示跨过分流电阻连接的输入，CSA由PSM的VDD33和负电轨的低侧供电。输出是单端讯号，可以连接到PSM的I_SENSE或V_SENSE接脚。

如果CSA连接到I_SENSE接脚，则将IOUT_CAL_GAIN设定为R_SNS × GAIN_CSA。例如，如果分流电阻为10 m?，CSA增益为10，则将IOUT_CAL_GAIN设定为100。IOUT_CAL_GAIN单位为mΩ。

图4 : 使用CSA （LTC6105）感测电流。

使用LTC2971-1或LTC2971-2监测负电源的输出电流是一种非常简单的解决方案。其皆为双通道元件，LTC2971-2的两个通道可以感测60 V电压轨上的电流。LTC2971-1只能感测通道1的负电轨上的电流。

图5 : 无需外部元件即可感测负电轨上的电流。

注意：LTC2971的READ_VOUT值采用L16格式，是无符号数值。在GUI中显示的负电轨电压值是反相的。

图6 : LTC2971-1通道1和LTC2971-2两个通道的LTpowerPlay设定选项卡。

I_MON示例

电流驱动I_MON接脚允许用户选择电阻值，用於设定电流感测增益和最大电压。PSM元件测量I_SENSEP和I_SENSEM接脚之间的电压差，感测增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN来设定，这与分流感测类似。

我们以 LT3081 LDO稳压器的I_MON接脚为例来说明。LT3081 I_MON电流=负载电流/5000。假设使用一个2 kΩ电阻。负载电流放大器的I_MON接脚电压为：

V_IMON = （I_LOAD / 5000） × 2000 Ω = 0.4 V/A

图7 : 使用LT3081 IMON接脚。

如果负载电流为2 A，则I_MON电压为0.8 V。根据此公式，可以看出只需增大I_MON电阻值，即可提高I_MON电压对负载电流的灵敏度。这个做法使最大电压（满负载）可能远大於1 V。PSM元件的I_SENSE接脚需要适应此种大幅偏移。

对於LTC2974/LTC2975，这会影响差分电压（限制为±170 mV）。幸运的是，LTC2971和LTC2972具有一个配置位元，当imon_sense置位时，让电流感测电路进入一种模式，该模式允许感测单侧电压高达6 V。

图8 : MFR_CONFIG imon_sense位。

必须根据选择的硬体来设定配置命令。在本示例中，IOUT_CAL_GAIN应设定为400 （0.4 V/A）。单位为mΩ。如果没有可能会影响READ_IOUT值的温度系数或热时间常数，则其他与电流相关的命令可能具有预设值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的预设值设定为零。

LT7101降压稳压器的I_MON接脚就是一个具有电压驱动输出的接脚示例。输出还具有失调电压。也就是说，在空载条件下，I_MON接脚保持0.4 V。开始时，这似??是有问题的，因为差分电压限值为±170 mV。但是，LTC2972/LTC2971 PSM元件可以感测此种类型的I_MON接脚，并允许ISENSE接脚上具有更大的差模讯号。这里为大家展示一个具体示例。

图9 : 使用LT7101 IMON接脚。

透过将LTC297x I_SENSEM接脚接地，并将I_SENSEP接脚连接至I_MON接脚，可以将LTC2971/LTC2972连接至LT7101。命令值可以透过下式计算：

从READ_IOUT公式开始，重写求解IOUT_CAL_GAIN的方程式。

假设 T_CORRECTION = 1。

LT7101产品提供1 A和0.25 A负载电流的I_MON电压位准，分别为1.21 V和0.603 V。

IOUT_CAL_OFFSET为负值，因为需要减去READ_IOUT值。您可能会发现，需要更改计算得出的暂存器值，以便能更好测得的负载电流与READ_IOUT读数关联起来。这需要增加校准步骤。驱动已知的负载电流，然後比较READ_IOUT值和预期值，将调整後的值写入IOUT_CAL_GAIN AND/OR或IOUT_CAL_OFFSET。一般来说，许多稳压器的I_MON精度不如用於测量电流的感测电阻的精度高，但是，校准电流测量值可以大幅改善其精度。

精度

电流测量的精度取决於多个因素之和。在大多数系统中，精度在负载电流范围的中高侧非常重要。有些系统要求在轻负载条件下提供卓越的精度，这表示感测链中的讯号非常小。精度影响因素可以分为四类：感测元件、板布局、放大器和感测测量电路。

在更详细地讨论精度之前，需要先定义术语TUE。总非调整误差或TUE是每个LTC297x产品会列出的一项规格叁数。包括电流和电流测量的TUE规格。TUE是从V_SENSE或I_SENSE接脚到晶片的数位部分这一路径中，缓冲区和放大器中的PSM元件的内部基准电压源、增益和偏置误差共同导致的组合误差。

TUE是最差情况下的误差，以所有过程变化和温度范围内的READ_IOUT或READ_VOUT读数的百分比表示。这样就无需再计算晶片中的单项误差，例如VREF误差和ADC误差。外部元件（CSA和相关电阻、分流电阻、电感DCR、IMON电流）各自会产生误差，必须在总误差预算中加以考虑。

如前所述，置於输出路径中的电阻感测元件的精度最高。R_SENSE容差一般为1%。其成本较低，容易获取。数值范围一般在0.5 m?至几十m?之间。

要确定该值，必须考虑相关的电流范围和范围两端需要达到的精度。电流流经R_SENSE时，元件上会产生小电压delta V。我们需要测量该讯号，并透过欧姆定律将其转换成电流。我们可能希??获得足够大的讯号，以在轻负载条件下实现卓越的精度；但是，在大负载下IR会大幅下降，会对电源性能造成负面影响。我们假设稳压器的回??来自负载本身，感测点连接在负载上。因此，输出路径（高侧和GND返回路径）中会出现压降。R_SENSE位於稳压器的反????路内。其中也包括布局中会导致IR损失的PCB铜。

下方是一个关於精度的示例。假设电源的最大电流为10 A，我们希??精度能低至100 mA。在满负载时，建议将IR压降保持在<50 mV。如果感测电阻位於反??回路中，则可以产生更大的感测电压。大讯号的缺点在於感测元件中存在功率损耗。这是在选择电阻值时需做出的基本取舍。R_SENSE值是基於满负载电流状态下感测到的电压计算得出，在本例中，为50 mV/10 A或5 m?。假设我们选择容差为1%的5 m?感测电阻。

实现的精度为1%（电阻容差）+ 0.3%（产品手册中提供的TUE）或1.3%，因为LTC2972/LTC2974/LTC2975输入感测电压>20 mV，该值可以转换为大於4 A的负载电流。感测位准<20 mV时，给出的TUE为±60 μV。负载电流为100 mA时，产生的讯号为0.1 A × 0.005 ?或500 μV。在±12% （60 μV/500 μV）的轻负载条件下，误差大得许多，这主要取决於TUE，而电阻容差对精度的影响不大。按绝对值计算，其误差仅为±12 mA。TUE会导致内部基准电压源误差和ADC误差。选择容差更严格的感测电阻，得到的精度也会更高。

感流电阻感测精度

感流电阻方法的优势在於其比电感DCR方法更准确，因为分流电阻值的精度一般能达到1%或更高。相较於电感DCR，其温度系数相当低。但是，即使购买容差很小的电阻，也可能因为布局和焊接问题而失去效用。

分流电阻方法的劣势在於会因IR压降产生损耗。这会导致发热，并且在输出路径中会出现压降。如前所述，将感测电阻置於回????路内可以大幅减少IR压降，使稳压器??路将压降减少到可忽略不计的水准。

因为LTC297x差分输入电流会导致差分误差电压，所以Rcm电阻的值必须相同。不匹配的Rcm电阻会因为滤波器元件容差而产生误差。通常，这些电阻值应小於1 kΩ。

图10 : ISENSE接脚电流。

布局

无论您是计画使用分立感测电阻，还是使用电感DCR来测量电流，在高负载条件下，布局都很重要。这很可能导致在焊接连接中出现IR压降，感测连接也会受到影响。最好避免与感测点之间会出现IR压降的焊盘进行感测连接。如果比较图11中显示的布局，会发现连接至焊盘内部的连接示例中只有少量或没有IR压降，这是因为焊盘的这些区域中不会发生或很少发生电流流动。标记为「一般」的布局会因为感测点（焊盘侧面）所在的位置（位於在电流路径中）出现IR压降。

图11 : 分流电阻的布局建议。

市面上提供4埠感测电阻。两个埠用於连接主电流电路，另两个埠用於进行四线式电阻测量法连接。对於要求在大於20 A的电流下具有卓越精度的应用，可以采用4埠合金感测电阻，其值可以低至100 μΩ。有些制造商指定高值电阻的容差比低值电阻更小，所以此时需要做出基本的权衡取舍要求精度达到0.1%时使用1 mΩ，或达到0.5%时使用400 μΩ。

图12 : 4埠分流电阻。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987测量输出电流

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件测量电流的能力有限。其可以配置为测量奇数通道上的电流：通道1、3、5和7。要进行电流测量配置，必须将通道设定为高解析度模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位元9）。如此V_SENSEM接脚可连接至高达6 V的共模电压。V_SENSEP和V_SENSEM接脚可跨接在电感（DCR）或电阻感测（R_SNS）元件上。

偶数位通道不支援此功能，V_SENSEM接脚（通道0、2、4和6）必须保持在GND的±100 mV范围内。

在此种模式下，此通道提供的唯一功能就是遥测回读电流。设定adc_hires位元会禁用VOUT_EN接脚，并禁用所有故障响应。本质上，对於LTC2977，它会强制通道进入「关闭」状态，并且其仅回读感测元件两端的电压（mV）。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件未配备READ_IOUT暂存器，或使用暂存器来储存DCR或R_SNS值。而是使用READ_VOUT命令来获取原始差分电压读数。系统主机需要根据该读数除以感测电阻值计算出电流。

请注意，这些值是以L11格式提供的，而不是L16格式。单位为mV。如果使用系统主机或FPGA/CPU读取电流，则必须进行数学运算，将mV值转换为mA或安培值。应用笔记 AN135 中包含将L11十六进位转换为浮点值的示例代码。

图13 : 用於感测差分电流的VSENSE接脚。

LTpowerPlay具有一个可以很方便的将此mV读数转换为电流回读值（mA）的功能。这是一个比例系数，可用於在READ_VOUT暂存器中产生调节值。可以透过按一下配置视窗中的设定选项卡来浏览此选项。

输入VOUT显示比例框中的值应等於1/R_SNS。如果使用外部CSA，需要将比例系数设定为1/（GAIN_CSA/R_SNS）。其中有一个显示单位栏位，透过将V更换为A，可以将伏特改为安培。如此就可以显示经过计算的电流读数，该电流与基於电路中的感测电阻得到的实际电流一致。例如，如果R_SNS为10 mΩ （0.01 Ω），则VOUT显示比例为100。READ_VOUT暂存器现在会报告一个mA值，反映晶片测量的每mV的100 mA。在本例中，对R_SNS为10 mΩ的电源轨施加592 mA负载，则晶片的测量值为5.92 mV。注意：设定下的比例/偏置值不会保存至元件的NVM，但会保存至.proj文件。

因为差分电压（VSENSEPn － VSENSEMn）限制为±170 mV，所以选择感测元件时必须注意，确保IR压降不超过此限值。这些接脚的共模电压可高达6 V。例如，如果预期电流在3 A范围内，则50 mΩ感测电阻会为ADC提供150 mV电压，且允许超出3.4 A。因为有大讯号，这有助於提高精度，但在输出路径中，150 mV也是很大的IR压降。因此需要在电流测量精度和输出中的IR压降之间做出取舍。应始终关闭负载上的回????路，以便稳压器/伺服器调节至合适的输出电压。

例如，将其中一个奇数位通道分配用於测量输出电流。通道7测量通道6的I_OUT，这是一个3.0 V电源。

当奇数位元通道配置为ADC高解析度模式时，不能使用VOUT_EN接脚，且禁用监控功能；因此，无法快速检测过电流状况。但是，如果使用CSA，并将单端讯号输出至V_SENSEP接脚，就可以监控任何通道（在ADC低解析度模式下）的电流。可以将一个电压通道专用於监控CSA的输出。传输延迟由透过CSA的延迟、PSM元件导致的延迟，以及任何被动元件（即RC）可能导致的延迟的总和决定。PSM延迟取决於配置，无论故障回应是设定为即刻关闭还是抗尖峰关闭，以及延迟计数设置。

图15 : READ_VOUT遥测显示比例值和单位（mA）。