在以往的无线通信应用上，大多数的收发器是采用传统的「外差式」（Heterodyne；异频混波）架构。这类型的收发机拥有良好的性能，但是必须使用到价格贵且无法整合进入集成电路芯片中的射频与中频滤波器，造成其复杂度与生产成本较高的缺点。近年来许多其他的接收机架构，例如直接转换 （Direct Conversion）、宽中频（Wideband IF）以及低中频（Low IF）等接收机架构，已纷纷被应用于新一代的无线通信芯片设计。为了了解这些新采用之接收机的优缺点，我们将针对这些古往今来的收发器的接收机部分，循序地讨论其操作原理与设计上的一些考虑。

外差式接收机

将现在市面上所贩卖的无线通信产品拆开来看，里头的收发机大部分都是传统外差式架构的变形。如(图一)所示，在一个外差式接收机里，天线收下来的信号会先进入射频前端滤波器（又可称它是前置选择性滤波器），此滤波器会将所欲使用频带外的干扰信号（Out-of-band Signal）加以滤除；若是镜频（Image Frequency）和所欲使用的射频频率相距够远，也能够同时对镜频信号作部分地抑制。经过滤波的信号随之进入了低噪声放大器（LNA）而被加以放大。跟随在低噪声放大器之后的则是镜频滤波器，目的是为了将出现在信号频带附近的镜频干扰衰减至很低，只让真正想要的信号通过镜频滤波器并进入到混波器（Mixer）。

《图一 外差式接收机架构简图》

载于射频载波上的信号与混波器的另一个输入信号，即本地振荡源（LO），相乘之后会被降频至一个固定的中间频率简称中频。外差式接收机里被使用做为本地振荡源的电路是压控振荡器（VCO）。利用高Q值电感，与二极管可变电容等零组件，此压控振荡器能够实现性能佳及低相位杂音的目标。

镜频问题发生的原因可在此顺道做个简短的说明：混波器是将两个输入端的信号相乘，造成频率相加减的结果来将射频信号转换至中频。若SRF (t)＝ARF cos (2πfRF t )代表射频信号；SLO (t)＝ALO cos (2πfLO t )代表本地振荡信号，那么混频器的输出会有（fRF＋fLO）与（fRF－fLO）这两种频率的信号，其中较低频的（fRF－fLO）就是我们所谓的中频，而高频信号（fRF＋fLO）随后会被滤除。假如混波器的射频输入端出现了（fRF－2fLO）的信号，那么同样可以在混波器的输出得到相同于中频（fRF－fLO）的信号，这会对真正的射频信号产生非常严重的干扰问题。由于这个干扰信号的频率和射频一样都与本地振荡频率相差一个中频的距离，其与射频就好像是中间隔着本地振荡频率的一对相对称的频率，因此称作镜频。

在混波器之后是中频滤波器，此带通滤波器目的在选择所要的信号频道，以对信号频带外的干扰信号作有效地抑制。而中频滤波器之后通常有一级可变增益的中频放大器（IF VGA），利用此可程序变化增益之功能，中频放大器可以减少信号失真，并且降低随后在接收机里其他电路的动态范围需求。中频放大器输出的信号，则被直接转移到基频（Base Band）并作解调，或是先被降至更低频的中频，我们可称之为第二中频，然后再被转移到基频去进行解调。

镜频滤波器在接收机里是处于较前端的部分，因此其杂音指数会对接收机的整体杂音指数造成不小的影响。由于传统集成电路制程中的被动组件如电感，其绕线的金属层厚度很薄会产生过大的寄生电阻；而在高频时又会因为基板阻抗过低而降低电感本身的性能，从而在芯片中较难制作且达成杂音指数良好的镜频滤波器。为了降低镜频滤波器对接收机造成的杂音指数上升程度，在外差式接收机中通常会采用高Q值的零组件式滤波器或是表面声波组件制作成的滤波器。不过零组件式镜频滤波器的输入阻抗通常很低，这代表前级的低噪声放大器之输出端必须具备良好的驱动能力，做法多为在其后再加入一级缓冲器；或是与镜频滤波器之间利用由电感电容所组成的匹配电路达成阻抗匹配，但这也分别衍生出较大的功率消耗，和较大的芯片面积等不良结果。

观察每次降频的过程可发现，在频谱上载波频带、所想要的信号频带、镜频信号频带彼此间会以中频大小之距离而分隔开。若能选择一较高的中间频率，那么代表镜频与射频在频谱上距离较远，故进入接收机的镜频信号会被接收机前端的射频滤波器衰减较多，对于镜频信号的抑制会变得更好。但是在接收机中的频道选择通常是在中频电路部分进行，若将中频选在较低频率，用来作频道选择的滤波器Q值高而性能较佳，自然能使接收机达成较好的频道选择。反之，若将中频选在较高频率，那么良好的频道选择性较不容易达成。

为改善此问题，这类设计可加入第二个中频，即先将射频信号降到第一个较高频的中频，再将信号降至较低频的第二个中频，利用第二个中频滤波器去加强频道选择的效果，如此便可达成较佳的频道选择。但此架构仍需要镜频滤波器，因此比起简单型外差式多了额外的第二中频，因此多半称作「双中频外差式」（Dual IF heterodyne）接收机。虽然它同时达成了较好的镜频抑制与频道选择性，但是整体的成本与功率消耗却会因此而大大地上升。

从以上的讨论可以发现，镜频抑制与频道选择在简单型外差式接收机的中频频率高低选择上具有冲突性，即中频越高镜频抑制较易达成但频道选择的性能则较弱，反之亦然。但是实际应用上中频的选择并不是这么随性的。生产组件时的成本、良率，与是否有其他方面的市场需求度等，都会影响零组件厂商对于零组件式滤波器所定出的组件型式与开出的价格，而这些都是在接收机系统设计上不可忽视的考虑因素。

直接转换接收机

直接转换接收机（Direct Conversion或Homodyne；同频混波），又称零中频（Zero IF），是将射频信号降至基频带时最自然而直接的方式。相较于前面所提到的外差式架构，可以把它当成是一个"中频被定在零"的简单外差式接收机。如(图二)所示，在此处原本外差式架构中负责频道选择的带通滤波器不复存在，而是利用基频的低通滤波器来抑制信号频道之外的干扰信号，进行频道的选择。

这种架构有着不少优点，例如中频电路的移除降低了系统复杂度，而低噪声放大器之后也不再需要接着镜频滤波器，这对于射频电路设计者，无异于除去了低噪声放大器必须驱动低阻抗的要求。此外，用低通滤波器来作频道选择；在基频频段电路中进行信号的放大，代表芯片外的带通滤波器，或是用于中频电路中的零组件都可省除，这正符合于单芯片整合的理念。（单芯片整合，可减轻系统应用设计者的研发重担，降低生产成本与产品价格，可说是未来集成电路的趋势。）

《图二 直接转换接收机架构简图》

虽然能够达成高度的系统整合，直接转换接收机却会有一些在外差式接收机所没有的问题。或是同样的问题即使存在外差式接收机，并不会造成太大影响，但发生在直接转换接收机时却可能使其性能严重地变差。接下来，就让我们来了解这些让电路设计者相当头痛的问题。

直流电压偏移

直流电压偏移（DC-offsets）应该可以算是直接转换接收机的基频电路部分面临到最严重的一个问题，不但使得所想要的信号失真走样，还可能造成后级电路的饱和。即使撇开集成电路中组件不匹配或是信号线不对称等常见到的因素不谈，直流偏移还会因为本地振荡信号，或是信号频道内的强大干扰信号在混波器中的自身混波现象而产生。

本地振荡信号泄漏

本地振荡信号的泄漏（LO Leakage）是造成其自身混波的主要因素，因此先简述这个现象的发生，与减弱它的一些方法。首先要知道，混波器的射频输入端与本地振荡输入端之间的隔离度，并不是一个完全的隔绝程度。因此，当本地振荡信号透过基板（Substrate）耦合的方式；或是信号金属绕线之间电容性的耦合方式，有过量的信号传至混波器射频输入端时，就会造成其自身混波而产生直流偏移。

基板耦合效应可利用制程中将基板导电率降低来解决，如以绝缘材质来作基板的SOI（Silicon-on-insulator）[1]技术。而金属线之间电容耦合效应，则可在布局时让射频信号线与本地振荡信号线互呈垂直方向，便能大大将低其相互的耦合量。在过去的接收机设计中，因为在芯片设计中的压控振荡器性能尚未达到系统之要求，因此多是利用零组件式压控振荡器由外部输入。因此经由芯片封装时打线之间电感耦合效应，本地振荡信号也会产生泄漏现象。

如果在应用时的PC板布局不当，本地振荡信号甚至会从天线泄漏出去。这样子不仅会对在邻近的无线通信系统产生干扰，而且若是信号传递至外部物体而产生反射，此反射信号又传回至天线，那么本地振荡信号自身混波所产生的直流偏移还会呈现时变性。不过在近年来的设计中，因为芯片中的被动组件如电感的Q值已不如从前那样低，压控振荡器的性能也获得了提升，在适当的功率消耗下达成系统规格不再是个难题，将其整合进收发机芯片里也成了相当普遍的趋势。

对于强大的射频干扰信号在混波器中的自身混波现象，其所产生的直流偏移也是呈现时变性的，因为没办法知道何时这样的干扰会出现在天线端。除了将电路上的线性度（此指IIP2）[2]提升之外，要对于混波器电路布局上的对称性多加注意，并尽量降低组件之间可能会产生的不匹配。例如电阻的尺寸不要使用过低的长宽比，如果阻值真的很小时，也用多个较大的电阻去并联产生等效的小阻值。此外应该尽量避免使用过小尺寸的晶体管，从晶圆代工厂所提供的数据显示，较大尺寸的晶体管能够在制程中维持较小的相互变异。

对于直流偏移电压这个问题，最直接的解决方法是利用交流式电容耦合来传递信号，使前级电路所产生的直流偏移不至于进入后级电路而影响接收机整体的性能。但是必须先利用特殊调变技术，将信号频谱上零频附近的信号能量降得很低。这样在信号传递时，即使因为电容的高通特性而使零频附近的信号有所衰减也无妨。如在携带型传呼器所使用FSK[3]调变，就是属于无零频式或是无直流式（DC-free）调变。对于零频附近的信号能量较高的系统，就必须使用直流偏移相消（DCOC）[3]电路来解决问题，通常是利用模拟或是数字信号处理的方式去估计直流偏移量并将之消除，但是这往往增加了系统的复杂度。

经过频率调变（FM）和相位调变（如QPSK）[3]的信号，由于在频谱上载波的两边所带的信息不同，因此必须利用一对正交(即相位差90度)的本地振荡信号，将其分别解调至基频。相较于外差式接收机，直接转换接收机的本地振荡信号的相位误差与振幅误差会对其性能有较大影响，这是因为其本地振荡信号的频率较高，所用的晶体管或是被动组件都会较小，集成电路制程中不对称的寄生效应较易产生。此外，在直接转换接收机里进入混波器的射频信号强度还很低，尚需要随后的基频放大器电路或是滤波器电路将之放大，这些电路彼此间都还会有不对称的效应，造成在信号上面相位误差与振幅误差的继续恶化。

宽中频与低中频接收机

在此我们对这两种接收机一起讨论比较，因为它们都是属于双转换式或者说都是外差式的接收机，但又比传统外差式接收机有更多的优点，且都符合单芯片系统整合的趋势。

《图三 宽中频双转换接收机架构简图》

(图三)中所示为宽中频接收机的架构图，由于其较高的中频频率，使得镜像频率与信号频率相距甚远，因此具有部分镜频抑制的效果。主要的镜频抑制在第二次降频时处理，其镜频相消原理和Weaver receiver 架构相同，利用四个混波器的输出适当相加造成镜频信号相消[4]。因为是利用信号相加造成镜频消除，而非针对特定的频率去设计，因此这种镜频抑制的方式能够达成较宽范围的镜频抑制。

此外，利用第二次降频中的本地振荡信号来作频段选取，因此在第一次降频时所用的本地振荡信号是固定频率的振荡器，不难达成相当好的相位杂音。此外，两个振荡器频率和射频信号频率相差很多，在直接转换接收机中因为自身混波而导致的直流偏移也能大大降低。但是也由于第二次降频中的本地振荡频率较低，其可调频率对于整个要通过的信号频带，比起一个高频的本地振荡器所能达到的可调频率相对地较窄。而正交信号之间的角度振幅不对称，不但造成镜频抑制效果变差，还会直接影响解调之后的信号质量，使接收机的特性变差。

《图四 低中频双转换接收机架构简图》

低中频接收机架构的原理基本上和宽中频接收机架构很相似，它更结合了外差式与直接转换两者的优点。其架构图如(图四)所示，也是利用正交两路降频后的信号相加使镜频自动消除。和高中频双转换架构最大的不同，在于其中频频率相当低，一般是选取在信号信道带宽的一至二倍的频率。如图四所示，在第一次降频后利用模拟数字转换器（Analog-to-Digital Converter；ADC）去将信号作取样并数字化，这个模拟数字转换器必须是拥有很好的分辨率，以便利于后段的镜频消除混波过程。

虽然低中频接收机需要的模拟数字转换器必须比其他架构的分辨率更高，但是进入此模拟数字转换器的信号不包含零频，因此可以用交流偶合方式来输入信号，可省去为了解决直流偏移问题而存在于其他系统之中的直流偏移消除电路，大大降低了模拟设计的复杂度，我们也可把它看成是将模拟电路的复杂度减低，并将其转嫁到数字电路部分。

低中频接收机相较于宽中频接收机有一个相当大的优点，在于后段的镜频消除混波已变成数字信号处理方式，这代表此段镜频消除混波过程中，正交信号之间并不会再产生额外的角度或是增益上的误差。甚至于前级电路所产生的正交信号误差，还能透过适当方式将之校正。如此一来，前级模拟电路的误差规格便可变得较宽松而容易设计了。

结语

希望经过以上的讨论，能够帮助读者认识这些常见的接收机架构。在实际无线产品的应用上，架构的选取还是必须考虑到系统的需求、研发人力与时间、生产成本等现实因素，因此各公司所采用之架构也就不尽相同。例如市面上所贩卖的接收机芯片中，Intersil无线局域网络802.11b芯片采外差式架构；Connexant GSM手机芯片采直接转换架构[5]；Atheros 802.11a采高中频架构；而Silicon Labs. GSM手机芯片则采低中频架构。此外，由于未来的趋势在于模拟与数字电路的单一芯片整合，射频电路面临需要在奈米级的数字制程中实现的考验。也许选择一个设计流程完善的制程，或是射频模型技术支持度高的晶圆代工厂，才是将射频产品导向成功的正途。

（作者为台大电子工程学研究所/台大系统芯片中心研发教授吕学士；研究生陈筱青）