行動電視已成為手機界的熱門話題，在相關技術漸趨成熟之下，電信系統商和手機製造業者對這項技術的興趣也越來越高。行動電視能夠讓使用者在移動狀態中透過手持設備接收數位電視和廣播的服務，DVB-H是以原有的DVB-T的技術為基礎，針對以電池作為電源的手持設備進行最佳化所得到的標準。除了在省電技術作最佳化設計之外，DVB-H還提供無縫的網路交遞支援（seamless handover）與在行動台上更高的接收穩定度。
目前，美、德、法、英、芬蘭、瑞典和其它國家正在測試DVB-H服務，到2006年底還會有更多的國家加入DVB-H的陣營。預計從2006到2007年，業者就會大規模推出DVB-H的服務；美國將透過立法規範開放能夠立即使用的頻譜來提供DVB-H服務，而這些頻譜並不會干擾既有的類比電視台或其它的無線服務。
調諧器的功能（Functionality of Tuner）
調諧器和一般無線接收機的功能相近，負責將接收到的RF訊號放大並降頻至中頻或基頻，經過A/D轉換之後再將數位的中頻或基頻訊號送至解調器做處理。在用戶端會同時接收到多個頻道的節目，調諧器的功能便是選擇想要收視的頻道並將不要的頻道濾除，以避免在降頻的過程中干擾到想收視的頻道。此外，接收的信號因為載有多個頻道而形成寬頻信號，因此調諧器亦須具有寬頻的設計，才能完整的將信號接收並處理。
DVB-H接收機RF部分的主要元件為調諧器，它必須涵蓋頻率範圍較廣的UHF band並滿足低功率消耗和較小的元件尺吋，因此傳統的Canned Tuner並不可行。傳統的Canned Tuner體積龐大且功率消耗約為600 mW，並不適合應用在手持式裝置上。至於DVB-T所採用的矽晶調諧器（Silicon Tuner）雖然體積已大幅縮小但功率消耗仍大於1.5 W，因此也不適合應用在手持裝置。Freescale所推出的矽晶調諧器（Frodo）採用直接轉換的架構因此體積可以大幅縮小且功率消耗僅介於30~270 mW之間。(圖一)所示為Freescale的直接轉換矽晶調諧器的區塊圖。
| 《圖一 Freescale silicon tuner的功能區塊圖》 |
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DVB-H調諧器的架構（Architecture of DVB-H Tuner）
DVB-H接收機設計的考量重點為：元件尺寸和功率消耗。傳統的DVB-T接收機具有許多外部的頻帶選擇濾波器，由於有許多的離散元件因此並不適合於手持裝置使用。大部分的DVB-T接收機是採用傳統的超外差（Super Heterodyne）接收的方式，因此會具有一到二級的中頻（Intermediate Frequency, IF）；另外一種較新的架構是使用up-down轉換的架構，利用這種架構可以省略掉頻帶選擇濾波器。類比至數位轉換一般是發生在第一或第二中頻，亦即在中頻階段就將訊號經過ADC轉換成數位訊號，最終的降頻是由基頻來執行，利用這種方式可以降低因I/Q頻道的不匹配所造成的鏡頻抑制（Image Rejection, IR）效果的降低。採用傳統式的架構會需要體積龐大的表面聲波濾波器（Surface Acoustic Wave, SAW）來作為帶通濾波器。
為了克服這些缺點，在DVB-H調諧器（Tuner）大抵採用直接轉換（Direct Conversion）的方式直接將射頻訊號降至基頻訊號，類比至數位的轉換是發生在基頻上面。頻道的選擇是由基頻的低通濾波器來執行，利用這種架構可以降低複雜度並只需用到少數的外部元件，此外更不需要鏡頻抑制濾波器（可以省略掉SAW濾波器），(圖二)所示為ZIF的架構。利用直接轉換接收方式的調諧器架構雖然具有上述的優點，但也會具有如下的缺點：
- 1. 直流偏移（DC Offset）
- 2. 閃爍雜訊（Flicker Noise）
- 3. I/Q頻帶振幅和相位的不平衡
固定的I/Q頻道的不匹配損失可以利用解調變器內的數位訊號處理器（Digital Signal Processor, DSP）來修正，但頻率相關的錯誤只能藉由電路設計和佈局來改善。
另外一種可行的架構是低中頻（Low IF）的架構，利用數位多項濾波（Digital Polyphase Filtering）的方式可以省略鏡頻抑制濾波器（SAW）。(圖三)所示為Low-IF的架構。
MBRAI規格的推導（Derivation of MBRAI）
UHF調諧器IC在整個DVB-H接收機的位置如(圖四)所示。在調諧器之前有一個低雜訊放大器（Low Noise Amplifier, LNA），利用外部的LNA可以提高系統的SNR值。主要是因為DVB-H接收機一般是會配置在智慧型手機（Smart Phone）中，在同一PCB上會共存多種規格的無線通訊收發機（例如GSM, W-CDMA, WiFi等），在外部加一個LNA不僅可以提供系統的SNR值，也可以簡化機構設計的考量（可以將DVB-H調諧器IC配置在手機的收發機附近）。單端對差動（Single-to-Differential Conversion）的轉換可以藉由一個外部的Balun來實現。
| 《圖四 UHF調諧器IC在整個DVB-H接收機中的位置》 |
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DVB-T/H無線進接介面（Mobile & Portable DVB-T/H Radio Access Interface, MBRAI）又稱為MBRAI標準的規格，例如頻率、頻道頻寬、載波對雜訊（C/N）值的要求、雜訊指數（Noise Figure, NF），選擇性（Selectivity）和Linearity Pattern。本節將介紹MBRAI相關的規格以及這些規格是如何影響到UHF調諧器IC的設計。
頻率和頻寬（Frequency & Bandwidth）
DVB-H的頻率和頻寬是由ETSI所規範，頻率的範圍涵蓋了UHF頻帶的第IV和第V頻段，接收機必須能夠支援8/7/6 MHz的頻寬。(表一)敘述了ETSI所規範的DVB-H的頻率和頻寬。
(表一) ETSI所規範的DVB-H的頻率和頻寬
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頻寬 |
系統雜訊頻寬 |
最小中心頻率 |
最大中心頻率 |
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8 MHz |
7.61 MHz |
474 MHz |
858 MHz |
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7 MHz |
6.65 MHz |
529.5 MHz |
802.5 MHz |
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6 MHz |
5.71 MHz |
473 MHz |
887 MHz |
- 1. 對使用8 MHz頻率欄（Channel Raster）的地區：
其中
：中心頻率
：UHF頻帶的頻道數（Channel Number）
：頻率位移（Frequency Offset）
在英國
當DVB-H和GSM900系統共存時（例如具有行動電視功能的智慧型手機），MBRAI規定最大接收的頻率是限制在698 MHz。所示(圖五)為DVB-H和GSM900手機共用時頻道的限制。
| 《圖五 DVB-H接收機和GSM900手機共存時頻道的限制》 |
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載波雜訊比的要求（C/N Requirement）
C/N值的要求是規範在[7]，(表二) 摘要整理了MBRAI有關C/N值的要求。
(表二) MBRAI對C/N值的規範
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Modulation |
Coding Rate |
C/N (dB)
in Gaussian Channel |
C/N (dB)
In Portable Channel |
|
QPSK |
1/2 |
5.6 |
7.9 |
|
QPSK |
2/3 |
7.4 |
10.9 |
|
QPSK |
3/4 |
8.4 |
13.2 |
|
16-QAM |
1/2 |
11.3 |
13.8 |
|
16-QAM |
2/3 |
13.7 |
16.8 |
|
16-QAM |
3/4 |
15.1 |
19.4 |
|
64-QAM |
1/2 |
17 |
18.7 |
|
64-QAM |
2/3 |
19.2 |
22.1 |
|
64-QAM |
3/4 |
20.8 |
24.8 |
C/N指數是根據EN300 744的規範在加上2.5 dB的差數，雜訊頻寬是7.61 MHz。
最小訊號輸入的準位（Minimum Signal Input Level）
接收機的最小訊號輸入準位是由（3）式所計算而得。
其中
，依照MBRAI在靈敏度的準位下的雜訊指數。
選擇性型態（Selectivity Pattern）
在Selectivity Pattern中不想要的頻道可以是在UHF頻帶中的類比或數位電視的頻道。在MBRAI的規範中只假設在任何時刻只會出現一個干擾頻道。(表三)所示為MBRAI對Selectivity Pattern的要求。
(表三) MBRAI對Selectivity Pattern的規範
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Selectivity Pattern |
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|
S1 (analog adjacent channel)
見(圖六) |
38 dB |
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S2 (digital adjacent channel)
見(圖七) |
29 dB |
其中
：想要的訊號功率
：干擾訊號功率
調諧器必須具有陡峭的濾波響應來濾掉這些鄰頻，避免ADC被這些高功率的鄰頻給飽和，進而影響到解調變器的性能。
線性度型態（Linearity Pattern）
(表四)所示為MBRAI針對Linearity Pattern的規範。兩個不想要的頻道分別配置在N+2/N+4或N-2/N-4頻道中，因為解調變器的非線性造成第三階的互調變成會落在想要的頻道上。不想要的頻道可以是類比或數位電視的訊號。
(表四) MBRAI針對Linearity Pattern的規範
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Linearity Pattern |
N+2 |
N+4 |
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L1 見(圖八) |
40 dB (digital channel) |
45 dB (analog channel) |
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L2 見(圖九) |
45 dB (analog channel) |
45 dB (analog channel) |
|
L3 見(圖十) |
40 dB (digital channel) |
40 dB (digital channel) |
| 《圖八 N+2數位/N+4為類比電視頻道（L1）》 |
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接收機最大輸入訊號準位（Receiver Maximum Input Signal Level）
在沒有任何干擾源的情況之下，最大的訊號輸入功率為-28 dBm。對Selectivity Pattern S1/S2和Linearity Pattern L1/L2/L3，最大的訊號輸入功率分別是-25和-35 dBm。在Selectivity Pattern中當干擾訊號不是位於鄰頻時，最大的訊號輸入功率為-28 dBm。
增益和雜訊的要求（Gain & Noise Requirement）
在調諧器輸出埠最大的差動電壓擺幅（Voltage Swing）為1.4 （6.9 dBm），假設操作在全幅（Full Scale）之下15 dB並具有 dB的自動增益控制（Automatic Gain Control, AGC）的準確度，輸出的位準是介於-12.1到-8.1 dBm之間。在最小輸入訊號功率（-94.6 dBm）的情況下，RF Tuner需要85.6 dB的增益來達到輸出位準為-8.1 dBm的要求。
MBRAI定義了在靈敏度的位準時的最小整體雜訊指數為5 dB，此雜訊指數的參考點為輸入至外部的LNA。將外部LNA列入考量，在外部的Balun輸入埠10.2 dB的雜訊指數是必須的。
IIP3的需求（IIP3 Requirement）
在調諧器輸出埠訊號對雜訊加干擾的比值（Signal to Noise plus Interference Ratio, SNIR）為25 dB。對所有的輸入功率以及AGC設定，輸出功率是被維持在-12.1 dBm。若雜訊指數為5 dB，考慮最嚴格的Linearity Pattern （L1），我們可以從（4）式計算出IIP3的值。
其中
：數位干擾源的訊號功率
：類比干擾源的訊號功率
(圖十一)所示為具有外部LNA時增加AGC時SNIR的計算。從圖中可以發現最嚴格的IIP3是在頻道功率為-75 dBm時產生，相對應於AGC的值為20 dB。在AGC為20 dB時在RF參考點的IIP3值必須小於-1.25 dBm，當存在10 dB增益的外部LNA時IIP3在Balun輸入埠的值必須小於8.75 dBm。
當存在著很強的干擾源時，必須限制RF的增益以確保接收機的線性度。在Tuner IC共有兩級的AGC控制，分別是RF AGC和BB AGC；這兩級的AGC皆是由解調變器來設定來達到最佳的SNIR性能。
1. 類比干擾源：在(圖十二)中可以發現當N+1頻道的載波為PAL （Phase Alternating Line）時，其視頻載波距離DVB頻道為1.45 MHz。干擾源（）和DVB訊號（）的最大功率差為38 dB。要求的SNR為dB，相位雜訊可以藉由（5）式計算得到：
在1.45 MHz位移之下當旁波帶（Single Side Band, SSB）相位雜訊的要求為-132 dBc，藉由想要頻道邊緣的相位雜訊的要求即可定義出SSB相位雜訊的遮幕如(圖十三)所示。對N+2的PAL鄰頻，其視頻載波距離DVB頻道為9.45 MHz。干擾源（）和DVB訊號（）的最大功率差為48 dB。要求的SNR為dB，利用（5）式可以算出SSB的相位雜訊為-142 dBc/Hz。
依照MBRAI的規範，DVB-T （470~862 MHz）和GSM900 （880~915 MHz）的上傳頻段的最小間距為18 MHz。在DVB-T/H接收埠所允許的最大GSM輸入功率為-28 dBm，最小輸入訊號為-94.6 dBm；因此SSB相位雜訊的要求為
2. 數位干擾源：在MBRAI中所定義的類比干擾源的相位雜訊遮幕（圖十三）也適用於數位干擾源。
I/Q不平衡（I/Q Mismatch）
有兩種形式的I/Q增益相位不平衡：（1）固定的增益相位不平衡、（2）頻率相關的增益相位不平衡。固定式的增益相位不平衡可以藉由解調變器來修正，頻率相關的不平衡無法被修正因此會影響到系統的BER。頻率相關的不平衡必須小於-35 dBc來確保系統雜訊可以滿足規格的要求。
Tuner IC
UHF Tuner IC是由下列的元件所構成見(圖十四)：寬頻LNA、兩個正交混波器、後混波器放大器（Post Mixer Amplifier, PMA）、多重頻寬的基頻濾波器和追蹤迴圈、電壓控制震盪器（VCO）、鎖相迴路（PLL）、正交LO產生器和I2C介面。寬頻偵測器（Wideband Detector, WBD）提供了UHF頻帶功率位準的資訊給解調變器。RF AGC是作用在LNA，BB AGC則是作用在基頻濾波器上。
| 《圖十四 ZIF RF Tuner IC的架構圖》 |
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在RF Tuner IC之前有兩個離散的外部元件：Balun和外部LNA。Balun主要是執行單端對差動的轉換以及阻抗的轉換。外部的LNA可以降低內建LNA對雜訊指數的要求，但會增加內建LNA線性度的要求。
LNA
內建LNA必須操作在相當大的頻率範圍內（470~862 MHz），在如此大的頻率範圍必須維持輸入匹配、雜訊指數、增益和線性度的性能在規格之上。(圖十五)所示為電阻式的LNA架構。
利用電阻式的架構來達到寬頻的特色，這主要是因為電阻本質上就具有寬頻的特點。輸入阻抗可以利用（6）是來得到：
其中
：電晶體Q1的互導（Transconductance）
：焊墊（Bond Pad）封裝間的寄生電容
AGC電路設計的一項關鍵技術就是將雜訊降至最小，(圖十六)所示為一種可行的RF AGC電路。AGC電路是採用current steering的架構，線性化的電路是用來產生以dB為單位的線性控制來回應外部的控制電壓（）。AGC特性的斜率可以藉由（7）式而得：
其中
：LNA的電壓增益，以dB為單位。
：偏壓電流
在強干擾源存在的情況下，AGC電路內的低頻雜訊會被升頻而造成不想要的訊號（干擾），這主要是因為current steering pair的非線性所造成的。（圖十六）中的主要是用來衰減AGC電路中低頻的閃爍雜訊和熱雜訊，這些低頻雜訊可能會被升頻至距離想要頻道邊緣只有1.45 MHz的地方。另外，也必須設計成具有非常低的雜訊。
寬頻偵測器（Wideband Detector, WBD）
WBD是用來輔助LNA RF AGC的設定，將WBD AC耦合至LNA的輸出埠用以偵測LNA的峰值輸出電壓。WBD採用持續偵測的技術提供對數增益的特性，在1mW的情況之下此WBD對LNA輸出功率的量測會呈現近乎線性的輸出電壓。WBD的輸入是高阻抗狀態用以避免改變LNA的負載。(圖十七)所示為一種WBD的架構。
數位可程式的電路也包含在此電路中作為WBD輸出特性的校正之用。就系統的觀點而言，若存在大的干擾源造成LNA/mixer被飽和，此時WBD會降低RF AGC的增益。
Mixer & PMA
利用雙平衡的混波器（Double-balanced Mixer）來進行混波，平衡混波器的特色就是具有較佳的隔離效果（RF, LO和BB）。LO是利用一個除4的正交產生器所產生。對混波器而言主要的設計考量是：功率、雜訊、增益和線性度。PMA是由一個三級放大器所構成。直流偏移校正（DC Offset Correction, DCOC）被用來確保來自混波器和PMA的直流偏移不會造成基頻的飽和。
BB Filter & DCOC
當接收頻道被降頻至基頻時，鄰頻可以藉由一個低通濾波器來消除。最佳化的輸出訊號位準可以藉由調整基頻濾波器的增益來實現。根據MBRAI的規格可以定義出在pass band和stop band所需要的基頻濾波器的性能。
A. Pass Band
1. pass band: 3.8 MHz
2. pass band ripple: 1 dB
B. Stop Band
1. stop band: 5.2 MHz
2. stop band ripple: 45 dB
利用一個8階反向Chebyshev濾波器來實現此一基頻濾波器的要求，Chebyshev濾波器具有如下的特點：
- 1. 在pass band內沒有ripple，改善了頻率相關的I/Q匹配。
- 2. 陡峭的截止轉態確保有效的鄰頻抑制
- 3. 合理的Q值確保良好的線性度對雜訊的性能
- (圖十八)所示為基頻濾波器的頻率響應。
在混波器之後，I/Q路徑所提供的差動增益是在50 dB的範圍之內。在這條路徑設的任何差動位移可能會造成過大的放大使得訊號在輸出埠被箝制（Clipping）。為了避免箝制現象的產生，DCOC的電路會確保在接收極的各個點皆不會存在差動位移。DCOC電路主要是移除頻譜中的直流成分，此一高通濾波器的截止頻率必須足夠低以免鄰近DC的OFDM載波被移除，造成解調變器的輸出會有較高的BER。(圖十九)所示為基頻濾波器的架構。
頻率的產生（Frequency Generation）
RF Tuner設計的另一項挑戰為I/Q混波器LO頻率的產生，此頻率產生的電路需要產生將近8倍Tuning Range的輸出頻率且滿足嚴格的相位雜訊的要求。一般的設計方式是採用三組內建的LC震盪器，此三組震盪器具有重疊的輸出頻率以涵蓋寬廣的輸出頻率的需求。(圖二十)所示為一組VCO的架構圖。為了產生精確的正交頻率輸出到I/Q混波器，此VCO的輸出頻率為I/Q混波器所需頻率的4倍。藉由連續的類比控制電壓和數位切換MOS可變電壓電容（Voltage Variable Capacitor, VVC）的結合來實現頻率的Tuning。結合這兩種方式可以在大訊號的環境之下同時具有寬頻的Tuning Range和較小的相位雜訊。
此三組VCO分別負責UHF頻段內的低、中、高頻帶。利用數位控制的方式來控制切換式的VVC陣列，每個VCO可以提供9個旁帶輸出。在鎖相迴路鎖住頻率之前，會先利用一個演算法從三組VCO中選擇一個最佳的VCO輸出旁帶（Sideband），藉由此演算法來產生具有最小相位雜訊的輸出頻率。(圖二十一)所示為VCO的Tuning Range。
從圖二十一中我們可以發現，每一個VCO皆可以產生9組的旁帶，每個VCO的輸出旁帶皆會有重疊，此三組VCO所產生的旁帶可以涵蓋整個DVB-H的操作頻率。當使用者想要收視某個頻道時，演算法會從圖二十一中找出此頻道是位在低、中、高頻段中的哪一區之後就可以決定所要使用的VCO。當選定VCO之後就可以藉由數位控制的方式選定所要的旁帶，最後在利用類比電壓控制的方式產生所要的輸出頻率，最後再啟動PLL來鎖住並將頻率輸出至I/Q混波器的輸入側。此架構可以提供如下的優點：
- 1. 利用三組VCO將整個Tubing Range分割成27個旁帶，此種方式可以大幅的降低在PLL中VCO的增益（）。
- 2. 較低的意味著VCO可以忍受較大的外部干擾，例如基板雜訊（Substrate Noise）。在整個三個VCO的頻段內，的範圍為25~100 MHz/V。
- 3. 27組部份重疊的旁帶可以降低類比調諧電壓（Tuning Voltage）的操作範圍（一般中心值為1.2 V），在鎖定的Tuning Line Voltage （特定的一條旁帶）對Kv值的變動較小，較小的Kv值變動可以降低迴圈動態（Loop Dynamics）變動的降低進而產生較小的相位雜訊。
鎖相迴路的架構為三階的inter-N。迴圈濾波器是由三個外部元件所構成，此PLL的step size為166.67 kHz並具有15 kHz的頻寬。迴圈濾波器可以避免PLL的不穩定產生並且提供良好的相位雜訊的性能。PLL必須達到如下的性能需求：
- 1. 在接收頻寬（1 KHz到3.8 MHz）的相位雜訊必須小於-33 dBc。
- 2. 參考頻率的混附波（Spur）c和諧波必須小於-45 dBc。
- 3. 當頻率位移超過1.45 MHz時，相位雜訊的平台必須小於-135 dBc/Hz。
- （作者任職於MStar Semiconductor晨星半導體）
- ＜參考資料：＞
- 1. B. Stabernack, Heiko Hubert, Kai-Immo Wels, A H.264 Video Coprocessor for Mobile DVB-H Terminals, Fraunhofer Institut Nachrichtentechnik Heinrich-Hertz-Institut Berlin, Image rocessing Dept.
- 2. Patrick Antonie, Philippe Bauser et al., A Direct-Conversion Receiver for DVB-H, IEEE JSSC, VOL. 40, NO. 12, December 2005.
- 3. P. Antonie, P. Bauser, H. Beaulation et al., A Diret-Conversion Receiver for DVB-H, IEEE ISSCC 2005.
- 4. Andreas Kampe, Hakan Olsson, A DVB-H Receiver Architecture, Radio Electronics LECS, Dept of Microelectronics and Information Technology, Royal Institute of Technology （KTH）.
- 5. Christpohe Cugge, DVBH Handheld DTV to Mobile Device, Freescale Technology Forum, 2005 June.
- 6. Alfred Baier, Mobile TV Over UMTS & DVB-H, Vodafone application note, GmBH, Germany.
- 7. Mobile and Portable DVB-T Radio Access Interface Specification, MBRAI-02-16, Version 1.0.
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