病患、周日烤肉、淋浴或水族箱用水—在這些情況下，越來越多的人採用數位溫度計而不是類比溫度計來測量溫度。溫度感測器的選擇對開發工作具有決定性的作用。一款免費的模擬程式使得這項任務變得更加容易，同時也有助於節省時間和費用。

在開發數位溫度測量電路時，必須首先確定在純機械方面的設計。不過，本文不會討論這些事項。接下來就是考慮電熱（electro-thermal）方面的事項，在這方面，需要先回答以下的問題：

‧ 預期的溫度範圍是多少?

‧ 需要哪種級別的測量精度?

‧ 使用哪種類型的溫度感測器?

‧ 感測器的電氣特性容差有多大?

‧ A/D轉換器應提供的最小位元率是多少?

‧ 感測器的訊號取樣率要多高?

‧ 在應用中所有其他被動組件的數值和容差有多大?

確定溫度範圍和測量精度十分重要，因為它們決定了後續的步驟。例如，這個案例中的溫度範圍應為攝氏+ 25度至+ 150度，整體精度必須為+/-2度。在這種情況下，可以使用的溫度感測器有兩種：一種是高靈敏度但非線性的熱敏電阻，另一種則是電阻溫度裝置（RTD），比如鉑溫度感測器，它是線性的，但靈敏度較低。

選擇合適的感測器：不是容易的決定

選擇合適的感測器時，確定哪一種感測器可用來達到所需的規格是很重要的。單單回答上面所列出的每道問題是不夠的。各參數之間會表現出複雜的相互作用，即使它們互相影響。

通常來說，一個系統的限制因素決定了測量的準確性。如果這是未知的，將剩餘參數的容差降低到接近零幾乎是沒有作用的。例如，如果是以進行精度優於攝氏+/-0.2度的溫度測量為目標，而採用精密的熱敏電阻，同時也用了一款簡單的8位元A/D轉換器，就會顯著降低熱敏電阻的測量精度。反過來也是如此：如果使用中等精度的感測器，24位元A/D轉換器的應用便沒有很大的意義了。如果要檢測最小的溫差，建議使用具有高微分線性的ADC和校準演算法。

另一種實現最精準測量的方法是使用具有線性溫度特性的A級鉑感測器（在攝氏零度時為攝氏+/-0.15度）。然而，其溫度係數低於熱敏電阻的溫度係數，即必須放大測量訊號。但這需要額外的硬體並帶來更多的容差。

顯然，這使得組件的選擇成為一項複雜的任務，通常需要進行大量的測試才可完成。這很耗時間和金錢。如果可以選擇具有一定容差的感測器、A/D轉換器精度和其他硬體組件，設置「虛擬原型測試系統」，並且進行的模擬操作可以即時顯示可實現的精度，那麼這項工作就會更容易、更快捷。

基於PSpice的模擬程式正好可以滿足要求，它們大多是免費的，即便它們是類比的模擬軟體。由於PSpice及其眾所周知的「輕型」版本可以模擬數位溫度計的任何流程，如圖一所示（儘管看起來與基於RTD的電路相似，但這其實是基於熱敏電阻的電路）。

圖一 : 數位溫度計的簡化模擬電路圖(source:威世)

數位溫度計的組件

不管你是選擇NTC（負溫度係數）熱敏電阻還是鉑RTD作為溫度感測器，這些組件的SPICE模型都很容易找到。此外，該電路包含一個由熱敏電阻和一個固定電阻組成的分壓器，低壓電源提供測量電流。在放大並通過適當的ADC進行濾波後，由此產生的電壓將被數位化。理想的組件是JRC的新款類比前端（NJRC9103），它可以直接連接溫度感測器。這款類比前端（AFE） 可直接提供數位資料，還提供各種用於偏移補償的校準功能，微處理器可利用它來計算溫度。

直接暫態電路模擬（圖二）顯示了應用的溫度曲線、感測器的延遲和斜率回應以及訊號的數位化。可以在圖中下半部分看到讀出溫度的時間偏差。為了更容易識別數位化，我們選擇了10位元的低A/D轉換器解析度為和長達200ms的採樣時間，用於模擬操作。

圖二 : 直接暫態電路模擬顯示了應用的溫度曲線。上半部分：外部溫度Vsurf，熱敏電阻溫度Vtherm和數位化測量值（ton = 200 ms， n = 10）。底部窗口：測量值與實際熱敏電阻溫度之間的差異。(source:威世)

可以使Spice輕鬆地進行模擬感測器的特性和容差，如本範例中使用的威世NTCALUG系列10kΩ NTC熱敏電阻，以及固定電阻。借助類比行為建模電壓源，執行訊號的數位化和數位化原始測量資料轉換到溫度的運作。有趣的是，A/D轉換器的位元數（n）現在是模擬操作的一個參數，並且可以在8和24之間變化。採樣/保持模組（sample/hold module）的採樣時間（tone）也是可變參數。使用Sigma Delta ADC時，可以省去外部的採樣/保持，特別是因為溫度變化通常發生在100 ms範圍內。

在此範例中，10ms採樣時間是第一個需要設置的參數。然後可以通過輸入8到24位元之間的值來確定理想的A/D轉換器解析度。當計算誤差函數作為讀出溫度和熱敏電阻溫度之差的有效值時，在n>16解析度下誤差不會進一步降低，如圖三所示。

圖三 : A/D轉換器解析度高於16位元時，讀出溫度與熱敏電阻溫度之間的差值保持不變。(source:威世)

或者，也可以最佳化串聯電阻器R1以實現最小誤差值。圖4說明了Rs串聯電阻的誤差函數在4.7 kΩ時達到最小值。在SPICE的指令中定義了ERR（錯誤）函數 （圖四），用於模擬操作。

圖四 : 在串聯電阻為4.7kΩ時，誤差函數達到最小值。(source:威世)

在下一步驟中，改變熱敏電阻和固定電阻器R1的容差，並且針對每個容差執行基於這些容差的最壞情況分析。

圖五至圖七顯示了三種情況：圖5顯示了NTC的結果，其中dR25/R25 = +/-1%，B25/85容差為+/-0.5%，結合威世的0.5%薄膜TNPW系列扁平晶片電阻器。在這種情況下，測量不確定性從攝氏25度時的+/-0.4度增加到在攝氏100度時的+/-1.5度。這種模擬適用於最壞情況。考慮到NTC的R25和B25/85容差以及固定電阻R1的容差，可以得到23 = 8範例的容差，白色曲線是參考曲線。圖5中的模擬數值顯示容差值是均勻分佈的，這意味著，電阻器彼此的相對容差的選擇是適當的。

圖五 : 溫度測量不確定性，NTC的dR25 =+/-1%，dB =+/-0.5%，固定電阻的為+/-0.5%。(source:威世)

圖六 : 如果所有電阻容差減半，溫度測量不確定性也會減半。(source:威世)

圖6顯示，將所有電阻容差減半，溫度測量不確定性亦可以減半（熱敏電阻為R25 = 0.5% 和 B25/85 = 0.25%，固定電阻則為0.25%）。然而，這有點過於激進了，因為我們懷疑是否所有電阻供應商都能夠保證B25/85值為+/-0.25%。比如，B25/85係數的常見值是+/-1.5%。如果使用與圖5中相同的數值執行相同的模擬操作，而B容差為±1.5%，可以達到圖7中所示的結果。由於高溫下的測量誤差相對較大，它們說明了這是一個不盡理想的設計。我們還可以清楚地看出，最壞情況分析的容差值結果分佈也不理想。

圖七 : NTC的溫度測量不確定性dR25 = 0.5%（但dB =+/-1.5%），固定電阻容差為+/-0.25%。(source:威世)

這說明：可以使用相對簡單的模擬電路，並按照組件參數將溫度測量電路的整體精度視覺化，這是進行額外實驗以減少開發時間和成本的理想起點。

(本文作者Bert Weiss為儒卓力電阻器產品技術支援、Alain Stas為威世非線性電阻產品行銷工程師)