本文敘述如何測量高壓或負供電軌上的電流，以及如何為I_MON感測方法設定配置暫存器。繼之前文章系列第一部分介紹電流感測的基本概念，包括各種方法和電路拓撲；本文闡述測量電流的精度考慮因素，並提供使用LTpowerPlay進行元件編程的相關說明。

LTC297x 元件對施加於V_SENSE和I_SENSE接腳的電壓存在限制。電壓最高不得超過6 V。接下來，我們主要討論LTC297x系列中的大部分產品，LTC2971除外，其電壓限值為±60 V。對於電壓大於6 V或者為負電壓的供電軌，必須設計一種間接感測電感或感測電阻兩端電壓的方法。

電阻分壓器

如果電源電壓高於I_SENSE接腳的最大額定電壓，人們可能會傾向於使用兩個分壓器。如此考慮似乎很合理，直到需要計算分頻「訊號」的誤差。在感測元件的每一邊安裝一個分壓器。取得每個分壓器的「輸出」，然後傳輸至LTC297x感測接腳。

如果上下電阻比相互匹配，就可實現準確分頻HV訊號的目標。電軌電壓經過充分的分壓，使LTC297x輸入電壓保持在其限值內，經過分壓的輸出電壓則提供比例電壓，可由LTC297x進行測量。但是電阻容差要求使此種方法並不可行。此外，對電壓進行分壓的次數越多誤差就越大。例如，如果只有其中一個電阻產生僅為0.1%的誤差，會得出一個固定的偏置誤差。增益誤差所占的比例極小，主要是偏置誤差。

舉例來說，如果需要測量12 V電源的輸出電流。該電源可以提供2 A，並且輸出路徑中配置了一個10 mΩ分流電阻（R_SNS）。在滿負載下，這個分流電阻會產生一個20 mV訊號。因此，可以選擇3次分流電路，且頂部和底部分別選擇2 kΩ和1 kΩ電阻。這使得I_SENSE接腳的共模電壓為4 V。使用相對較低的值是為了保持較低的源阻抗，正如LTC297x元件一樣，以減少由分壓器的Thevenin等效電阻引起的漏電流誤差。

圖1 : 用於進行電流感測的電阻分壓器會產生很大的誤差。

假設在空載條件下，並且所有電阻都是理想的。每個分壓器中點為4.00 V，delta V為零。因此，LTC297x的READ_IOUT值為0.000 A。但是，如果其中一個2 kΩ元件的電阻高達0.1%（2002 Ω），delta V則為2.665 mV。但是注意，正如I_SENSE感測到的，滿量程值為20 mV/3或6.667 mV。2.665 mV讀數轉化為0.4 A輸出電流。這是預期的滿量程讀數的40%！

如前所述，引入的誤差是偏置誤差，不是增益誤差。但不管是哪一種都是很大的誤差，此種方法對電阻容差過於敏感，所以必須尋找另一種解決方案。

高側感測放大器

因為 LTC2972/LTC2974/LTC2975 對ISENSE接腳的電壓限值為6 V，所以使用高側電流感測放大器（CSA）進行位準轉換來解決這個問題。 LT6100/LTC6101 常用於固定/用戶可選的增益。與使用分壓電阻相比，其精度更高。

圖2 : 用於位準轉換器的電流感測放大器。

相關方程式和條件如下：

V_OUT 的 CSA = I_LOAD × R_SNS × （R2 / R1）

設定 IOUT_CAL_GAIN = R_SNS × （R2 / R1）

保持 V_ISENSEP <±170 mV

LTC2971用於在高壓軌上進行電流感測

對於高壓軌，使用LTC2971（2通道DPSM）直接感測電流和高達60 V的電壓。LTC2971具有四種不同的訂購選項。LTC2971-1支援在一個通道上進行60 V成測，在另一個通道上進行–60 V成測。LTC2971-2支援兩個通道均為–60 V，LTC2971-3選項支援60 V和1.8 V。LTC2971的兩個通道均支援60 V感測。如果直接連接到IOUT_SNS接腳，可避免使用外部CSA。使用該CSA會導致增加成本、佔用更多板面空間，並帶來誤差。LTC2971電流測量精度為READ_IOUT讀數的0.6%。

低側電流感測

在有些用例中，可以選擇低側電流感測。將感測電阻放在負載低側，並將I_SENSE接腳連接到電阻。這樣，I_SENSE接腳的共模電壓可以接近GND。如果電源電壓大於6 V，那麼其可能也適合應用。這個解決方案可用於測量幾乎所有電源軌上的電流，包括高壓軌。

選擇R_SENSE值時需兼顧兩個方面，要獲取足夠大的訊號，以實現卓越的精度，阻抗還要足夠低，不會造成大幅IR壓降，導致輸出電壓和負載一樣下降，即負載調整不良。

圖3顯示V_SENSE的回饋電阻和四線式電阻測量法連接。四線式電阻測量法是一個術語，用來描述與感測元件之間的連接，不包括壓降。

在為感測電阻建立電流返回路徑時，應非常小心。許多高密度板設計為具有多層接地澆築層（ground pour），使得返回的電流可以流經多條路徑。使用分流電阻之後，可以迫使返回的電流流經此元件，從而使得四線式電阻測量法連接跨過該元件，重新連接至PSM元件的I_SENSE接腳。

圖3 : 低側感測解決了高壓電流感測問題，但存在弊端。

負電軌上的電流感測

可以使用幾種不同的方法來監測負電源的輸出電流。較簡單的解決方案是使用低側CSA，例如LTC6105。圖4顯示跨過分流電阻連接的輸入，CSA由PSM的VDD33和負電軌的低側供電。輸出是單端訊號，可以連接到PSM的I_SENSE或V_SENSE接腳。

如果CSA連接到I_SENSE接腳，則將IOUT_CAL_GAIN設定為R_SNS × GAIN_CSA。例如，如果分流電阻為10 m?，CSA增益為10，則將IOUT_CAL_GAIN設定為100。IOUT_CAL_GAIN單位為mΩ。

圖4 : 使用CSA （LTC6105）感測電流。

使用LTC2971-1或LTC2971-2監測負電源的輸出電流是一種非常簡單的解決方案。其皆為雙通道元件，LTC2971-2的兩個通道可以感測60 V電壓軌上的電流。LTC2971-1只能感測通道1的負電軌上的電流。

圖5 : 無需外部元件即可感測負電軌上的電流。

注意：LTC2971的READ_VOUT值採用L16格式，是無符號數值。在GUI中顯示的負電軌電壓值是反相的。

圖6 : LTC2971-1通道1和LTC2971-2兩個通道的LTpowerPlay設定選項卡。

I_MON示例

電流驅動I_MON接腳允許用戶選擇電阻值，用於設定電流感測增益和最大電壓。PSM元件測量I_SENSEP和I_SENSEM接腳之間的電壓差，感測增益需要使用MFR_IOUT_CAL_GAIN來設定，這與分流感測類似。

我們以 LT3081 LDO穩壓器的I_MON接腳為例來說明。LT3081 I_MON電流=負載電流/5000。假設使用一個2 kΩ電阻。負載電流放大器的I_MON接腳電壓為：

V_IMON = （I_LOAD / 5000） × 2000 Ω = 0.4 V/A

圖7 : 使用LT3081 IMON接腳。

如果負載電流為2 A，則I_MON電壓為0.8 V。根據此公式，可以看出只需增大I_MON電阻值，即可提高I_MON電壓對負載電流的靈敏度。這個做法使最大電壓（滿負載）可能遠大於1 V。PSM元件的I_SENSE接腳需要適應此種大幅偏移。

對於LTC2974/LTC2975，這會影響差分電壓（限制為±170 mV）。幸運的是，LTC2971和LTC2972具有一個配置位元，當imon_sense置位時，讓電流感測電路進入一種模式，該模式允許感測單側電壓高達6 V。

圖8 : MFR_CONFIG imon_sense位。

必須根據選擇的硬體來設定配置命令。在本示例中，IOUT_CAL_GAIN應設定為400 （0.4 V/A）。單位為mΩ。如果沒有可能會影響READ_IOUT值的溫度係數或熱時間常數，則其他與電流相關的命令可能具有預設值。MFR_IOUT_CAL_GAIN_TC、MFR_IOUT_CAL_GAIN_TAU_INV和MFR_IOUT_CAL_GAIN_THETA的預設值設定為零。

LT7101降壓穩壓器的I_MON接腳就是一個具有電壓驅動輸出的接腳示例。輸出還具有失調電壓。也就是說，在空載條件下，I_MON接腳保持0.4 V。開始時，這似乎是有問題的，因為差分電壓限值為±170 mV。但是，LTC2972/LTC2971 PSM元件可以感測此種類型的I_MON接腳，並允許ISENSE接腳上具有更大的差模訊號。這裡為大家展示一個具體示例。

圖9 : 使用LT7101 IMON接腳。

透過將LTC297x I_SENSEM接腳接地，並將I_SENSEP接腳連接至I_MON接腳，可以將LTC2971/LTC2972連接至LT7101。命令值可以透過下式計算：

從READ_IOUT公式開始，重寫求解IOUT_CAL_GAIN的方程式。

假設 T_CORRECTION = 1。

LT7101產品提供1 A和0.25 A負載電流的I_MON電壓位準，分別為1.21 V和0.603 V。

IOUT_CAL_OFFSET為負值，因為需要減去READ_IOUT值。您可能會發現，需要更改計算得出的暫存器值，以便能更好測得的負載電流與READ_IOUT讀數關聯起來。這需要增加校準步驟。驅動已知的負載電流，然後比較READ_IOUT值和預期值，將調整後的值寫入IOUT_CAL_GAIN AND/OR或IOUT_CAL_OFFSET。一般來說，許多穩壓器的I_MON精度不如用於測量電流的感測電阻的精度高，但是，校準電流測量值可以大幅改善其精度。

精度

電流測量的精度取決於多個因素之和。在大多數系統中，精度在負載電流範圍的中高側非常重要。有些系統要求在輕負載條件下提供卓越的精度，這表示感測鏈中的訊號非常小。精度影響因素可以分為四類：感測元件、板佈局、放大器和感測測量電路。

在更詳細地討論精度之前，需要先定義術語TUE。總非調整誤差或TUE是每個LTC297x產品會列出的一項規格參數。包括電流和電流測量的TUE規格。TUE是從V_SENSE或I_SENSE接腳到晶片的數位部分這一路徑中，緩衝區和放大器中的PSM元件的內部基準電壓源、增益和偏置誤差共同導致的組合誤差。

TUE是最差情況下的誤差，以所有過程變化和溫度範圍內的READ_IOUT或READ_VOUT讀數的百分比表示。這樣就無需再計算晶片中的單項誤差，例如VREF誤差和ADC誤差。外部元件（CSA和相關電阻、分流電阻、電感DCR、IMON電流）各自會產生誤差，必須在總誤差預算中加以考慮。

如前所述，置於輸出路徑中的電阻感測元件的精度最高。R_SENSE容差一般為1%。其成本較低，容易獲取。數值範圍一般在0.5 m?至幾十m?之間。

要確定該值，必須考慮相關的電流範圍和範圍兩端需要達到的精度。電流流經R_SENSE時，元件上會產生小電壓delta V。我們需要測量該訊號，並透過歐姆定律將其轉換成電流。我們可能希望獲得足夠大的訊號，以在輕負載條件下實現卓越的精度；但是，在大負載下IR會大幅下降，會對電源性能造成負面影響。我們假設穩壓器的回饋來自負載本身，感測點連接在負載上。因此，輸出路徑（高側和GND返回路徑）中會出現壓降。R_SENSE位於穩壓器的反饋迴路內。其中也包括佈局中會導致IR損失的PCB銅。

下方是一個關於精度的示例。假設電源的最大電流為10 A，我們希望精度能低至100 mA。在滿負載時，建議將IR壓降保持在<50 mV。如果感測電阻位於反饋回路中，則可以產生更大的感測電壓。大訊號的缺點在於感測元件中存在功率損耗。這是在選擇電阻值時需做出的基本取捨。R_SENSE值是基於滿負載電流狀態下感測到的電壓計算得出，在本例中，為50 mV/10 A或5 m?。假設我們選擇容差為1%的5 m?感測電阻。

實現的精度為1%（電阻容差）+ 0.3%（產品手冊中提供的TUE）或1.3%，因為LTC2972/LTC2974/LTC2975輸入感測電壓>20 mV，該值可以轉換為大於4 A的負載電流。感測位準<20 mV時，給出的TUE為±60 μV。負載電流為100 mA時，產生的訊號為0.1 A × 0.005 ?或500 μV。在±12% （60 μV/500 μV）的輕負載條件下，誤差大得許多，這主要取決於TUE，而電阻容差對精度的影響不大。按絕對值計算，其誤差僅為±12 mA。TUE會導致內部基準電壓源誤差和ADC誤差。選擇容差更嚴格的感測電阻，得到的精度也會更高。

這說明外部CSA可以為高感測電壓提供相當不錯的精度，但是在低感測位準條件下，會導致更多誤差。

透過產生適當的感測電壓或訊號，可以實現準確的電流測量。來自感測元件的delta V需要夠大才能克服晶片和其他來源（例如佈局）導致的雜訊和誤差。請先確定輕負載精度的重要性，然後預估訊號雜訊（SNR）。透過將產生可接受精度的最低感測電壓除以待感測範圍中最低的電流值，可以計算出最佳值。

實現高精度較好的方式是創建夠大的訊號，並盡可能降低元件/佈局誤差。也就是說，使用較大的R_SENSE值和容差較小的電阻。您也可以考慮校準電流回讀值。採用已知的負載電流，觀察READ_IOUT值。調節IOUT_CAL_GAIN值，儘量降低回讀值的誤差。使用STORE_USER_ALL命令，將更改過的值儲存到晶片的EEPROM中。

感流電阻感測精度

感流電阻方法的優勢在於其比電感DCR方法更準確，因為分流電阻值的精度一般能達到1%或更高。相較於電感DCR，其溫度係數相當低。但是，即使購買容差很小的電阻，也可能因為佈局和焊接問題而失去效用。

分流電阻方法的劣勢在於會因IR壓降產生損耗。這會導致發熱，並且在輸出路徑中會出現壓降。如前所述，將感測電阻置於回饋迴路內可以大幅減少IR壓降，使穩壓器迴路將壓降減少到可忽略不計的水準。

因為LTC297x差分輸入電流會導致差分誤差電壓，所以Rcm電阻的值必須相同。不匹配的Rcm電阻會因為濾波器元件容差而產生誤差。通常，這些電阻值應小於1 kΩ。

圖10 : ISENSE接腳電流。

佈局

無論您是計畫使用分立感測電阻，還是使用電感DCR來測量電流，在高負載條件下，佈局都很重要。這很可能導致在焊接連接中出現IR壓降，感測連接也會受到影響。最好避免與感測點之間會出現IR壓降的焊盤進行感測連接。如果比較圖11中顯示的佈局，會發現連接至焊盤內部的連接示例中只有少量或沒有IR壓降，這是因為焊盤的這些區域中不會發生或很少發生電流流動。標記為「一般」的佈局會因為感測點（焊盤側面）所在的位置（位於在電流路徑中）出現IR壓降。

圖11 : 分流電阻的佈局建議。

市面上提供4埠感測電阻。兩個埠用於連接主電流電路，另兩個埠用於進行四線式電阻測量法連接。對於要求在大於20 A的電流下具有卓越精度的應用，可以採用4埠合金感測電阻，其值可以低至100 μΩ。有些製造商指定高值電阻的容差比低值電阻更小，所以此時需要做出基本的權衡取捨—要求精度達到0.1%時使用1 mΩ，或達到0.5%時使用400 μΩ。

圖12 : 4埠分流電阻。

使用LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987測量輸出電流

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件測量電流的能力有限。其可以配置為測量奇數通道上的電流：通道1、3、5和7。要進行電流測量配置，必須將通道設定為高解析度模式（MFR_CONFIG_LTC2977，位元9）。如此V_SENSEM接腳可連接至高達6 V的共模電壓。V_SENSEP和V_SENSEM接腳可跨接在電感（DCR）或電阻感測（R_SNS）元件上。

偶數位通道不支援此功能，V_SENSEM接腳（通道0、2、4和6）必須保持在GND的±100 mV範圍內。

在此種模式下，此通道提供的唯一功能就是遙測回讀電流。設定adc_hires位元會禁用VOUT_EN接腳，並禁用所有故障響應。本質上，對於LTC2977，它會強制通道進入「關閉」狀態，並且其僅回讀感測元件兩端的電壓（mV）。

LTC2977/LTC2979/LTC2980/LTM2987元件未配備READ_IOUT暫存器，或使用暫存器來儲存DCR或R_SNS值。而是使用READ_VOUT命令來獲取原始差分電壓讀數。系統主機需要根據該讀數除以感測電阻值計算出電流。

請注意，這些值是以L11格式提供的，而不是L16格式。單位為mV。如果使用系統主機或FPGA/CPU讀取電流，則必須進行數學運算，將mV值轉換為mA或安培值。應用筆記 AN135 中包含將L11十六進位轉換為浮點值的示例代碼。

圖13 : 用於感測差分電流的VSENSE接腳。

LTpowerPlay具有一個可以很方便的將此mV讀數轉換為電流回讀值（mA）的功能。這是一個比例係數，可用於在READ_VOUT暫存器中產生調節值。可以透過按一下配置視窗中的設定選項卡來瀏覽此選項。

輸入VOUT顯示比例框中的值應等於1/R_SNS。如果使用外部CSA，需要將比例係數設定為1/（GAIN_CSA/R_SNS）。其中有一個顯示單位欄位，透過將V更換為A，可以將伏特改為安培。如此就可以顯示經過計算的電流讀數，該電流與基於電路中的感測電阻得到的實際電流一致。例如，如果R_SNS為10 mΩ （0.01 Ω），則VOUT顯示比例為100。READ_VOUT暫存器現在會報告一個mA值，反映晶片測量的每mV的100 mA。在本例中，對R_SNS為10 mΩ的電源軌施加592 mA負載，則晶片的測量值為5.92 mV。注意：設定下的比例/偏置值不會保存至元件的NVM，但會保存至.proj文件。

因為差分電壓（VSENSEPn – VSENSEMn）限制為±170 mV，所以選擇感測元件時必須注意，確保IR壓降不超過此限值。這些接腳的共模電壓可高達6 V。例如，如果預期電流在3 A範圍內，則50 mΩ感測電阻會為ADC提供150 mV電壓，且允許超出3.4 A。因為有大訊號，這有助於提高精度，但在輸出路徑中，150 mV也是很大的IR壓降。因此需要在電流測量精度和輸出中的IR壓降之間做出取捨。應始終關閉負載上的回饋迴路，以便穩壓器/伺服器調節至合適的輸出電壓。

例如，將其中一個奇數位通道分配用於測量輸出電流。通道7測量通道6的I_OUT，這是一個3.0 V電源。

當奇數位元通道配置為ADC高解析度模式時，不能使用VOUT_EN接腳，且禁用監控功能；因此，無法快速檢測過電流狀況。但是，如果使用CSA，並將單端訊號輸出至V_SENSEP接腳，就可以監控任何通道（在ADC低解析度模式下）的電流。可以將一個電壓通道專用於監控CSA的輸出。傳輸延遲由透過CSA的延遲、PSM元件導致的延遲，以及任何被動元件（即RC）可能導致的延遲的總和決定。PSM延遲取決於配置，無論故障回應是設定為即刻關閉還是抗尖峰關閉，以及延遲計數設置。

圖15 : READ_VOUT遙測顯示比例值和單位（mA）。