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WCDMA HBT功率放大器模組
搭配整合式Si DC電源管理IC可減少後移工作下的電流

【作者: Gary Hau,Jeffrey Turpel,James Garrett,Harvey Golladay】   2007年10月08日 星期一

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後移效率增強型PA省電方法

延長電池壽命並延長通話時間,一直是可攜式裝置設備設計時的一項重要參考因素。隨著包括照相、彩色螢幕、高流量資料傳輸等可攜式裝置設備的多媒體功能越來越複雜,儘量降低耗電量已成為越來越關鍵的課題。


射頻(RF)功率放大器(PA)是手機內主要的耗電元件。由於PA通常在最大線性功率以下,以大於10dB的功率發射,近年來,產業界已經提出許多關於提高WCDMA PA後移(backoff)效率的相關報告[1]。


後移效率增強型PA改變了輸出路徑和/或負載阻抗[2-4],也帶領出手機PA產業的發展趨勢。藉由在兩個輸出功率範圍上優化負載阻抗,其後移工作電流比傳統的設計大幅減少許多。


在所有方案中,最有效的一種是利用一個DC-DC轉換器,根據輸出功率動態調節PA的集極偏置電壓[1、5-6]。這種分立式方案已廣泛地被應用於高階手機設計之中,但與後移增強型PA相比,其成本和複雜性較高,整體的尺寸也較大。在最近的一些報導中,出現了一種整合PA和DC-DC轉換器的6mmx6mm2模組,能夠在5~24dBm的輸出功率範圍上降低電流。


因此本文介紹了一種內建直流電源管理IC的WCDMA PA模組,並藉由針對以下幾個領域革新的方式達到提高效能的要求:


  • ●縮小封裝尺寸;


  • ●提高整合度和功能性;


  • ●在更寬的輸出功率範圍上降低耗電量。



本文首先探討這種設計的工作原理和功能,然後再詳細闡釋HBT MMIC PA、Si IC和模組的設計和實現模式,並對設計中的WCDMA功率特性,與傳統功率放大器模組及後移增強型功率放大器模組進行比較,藉以凸顯性能上的優勢。此外本文還會討論WCDMA功率的瞬態回應及其對系統性能的影響。


PA模組的架構大要

(圖一)所示為PA模組的架構示意圖[8],其包含GaAs MMIC PA、Si DC電源管理IC和PA輸出匹配元件。


該PA是傳統的2階單端功率放大器(2-stage single-ended PA),需要用於集極偏置的電壓源,以及用於提供直流靜態電流的鏡像電流偏置,以穩定參考電壓(Vref)。所有這些直流電壓源要求,都由Si DC電源管理IC來進行管理。


Si IC有兩個主要的構建模組(building block),即LDO電壓調節器和DC-DC降壓轉換器。LDO可為PA鏡像偏置提供內部參考電壓Vref,這樣便不再需要外部的電壓調節器。此外,LDO還具有數位控制啟動功能,可以在待機模式下切斷直流偏置電流。這些功能經過設計後,便可相容於未來的手機基頻晶片控制模組。



《圖一 帶有整合式直流電源管理IC的PA模組架構示意圖》
《圖一 帶有整合式直流電源管理IC的PA模組架構示意圖》

DC-DC降壓轉換器能為PA集極提供輸出功率(Pout)函數的自我調整偏置電壓源。這種方案的優勢在於,它不需要任何外部控制信號來調節DC-DC轉換器的輸出電壓,因此可以將它完全整合到手機的應用中。該功率檢測器為閉環控制提供直流信號(Pdet),構成了反饋迴路的主要部分。當在PA上載入輸入功率時,Pdet會變大,因而提高DC-DC的輸出電壓。當集極電壓變化時,PA的Pout會隨之增加,而又導致更高的Pdet,這種閉環過程將不斷繼續直到Pout和Pdet達到穩定的狀態。根據輸入功率的變化程度,DC-DC輸出電壓的增加,可以一個步驟或多個步驟來實現。於是,藉由比峰值Pout更低的集極偏置電壓,可在後移功率下節省電流。電流節省的程度,取決於轉換器的效率,亦即電池電壓(Vbattery) 與DC-DC轉換器輸出電壓之比,以及功率檢測器的動態範圍。要在很寬的Pout範圍中節省電流,就必須要有動態範圍很寬的功率檢測器。必要時,數位控制啟動功能可關斷DC-DC轉換器。


電路設計架構大要

帶有整合式功率檢測器的GaAs HBT MMIC PA

(圖二)所示的是MMIC PA的架構原理示意圖。該元件採用InGaP/GaAs HBT 製程,其PA是專門為1920~1980MHz WCDMA手機的應用而設計。MMIC則包含輸入和級間匹配,以及用於直流偏置的溫度補償鏡像電路。



《圖二 帶有整合式功率檢測器的GaAs HBT MMIC PA詳細架構示意圖》
《圖二 帶有整合式功率檢測器的GaAs HBT MMIC PA詳細架構示意圖》

1階放大器的輸出功率被耦合到功率檢測器的輸入上。檢測器帶有可產生RF功率級的前置放大器,能用來提高檢測器的靈敏度,適用於寬動態範圍的工作。採用帶有溫度補償偏置電路的PN二極體,則可以把RF訊號轉換為相對應的直流信號Pdet。


在0~28dBm的功率範圍上預先校準最佳集極電壓(Vcc),以獲得可接受的PA輸出信號線性度(ACLR1<-40dBc)。(圖三) 所示為作為Pout和Pdet函數的Vcc的最佳測量值。功率檢測器經過專門設計和偏置,能獲得最佳Vcc和Pdet間的線性關係,可簡化DC-DC 轉換器控制機制。這種線性關係可以允許簡單的回饋來控制DC-DC轉換器的輸出電壓。


《圖三 測得的最佳PA集極電壓Vcc可當作(a)Pout 和(b)Pdet的函數》
《圖三 測得的最佳PA集極電壓Vcc可當作(a)Pout 和(b)Pdet的函數》

Si BiCMOS電源管理IC

(圖四)所示為Si電源管理IC的架構示意圖。該元件採用5V 0.5 m BiCMOS製程設計,包含一個高效低雜訊的同步PWM電流模式DC-DC降壓轉換器和一個LDO電壓調節器。


DC-DC轉換器在1.3MHz的開關頻率下工作,這需要一個在模組之外的3.3μH電感來完成開關操作。轉換器在2.7V到5V的寬輸入電壓範圍內,提供高達500mA的輸出電流。隨著減去開關FET和電感上的電壓降,電壓從最低的1.0V變化到電池電壓,DC-DC轉換器的輸出電壓,將根據PA產生的Pdet訊號,自動調節到PA集極偏置所需的預設電平,有鑑於線性Pdet與最佳Vcc回應的比較,只需簡單的線性回饋即可完成閉環控制。具有快速瞬態回應的電流模式控制迴路,可以確保出色的線路和負載調節,為了減小待機電流,也可以把DC-DC轉換器的輸出降低到10μA以下。


《圖四 帶有整合式DC-DC降壓轉換器和LDO調節器的Si DC電源管理IC之架構示意圖》
《圖四 帶有整合式DC-DC降壓轉換器和LDO調節器的Si DC電源管理IC之架構示意圖》

轉換器帶有片上NMOS和PMOS FET,尺寸已經過優化,可在負載曲線上獲得最佳的轉換效率,同時佔用最少的裸晶面積,能產生一條通過頂端PMOS FET的低阻抗路徑。包括FET導通阻抗和開關電感在內的總串聯直流阻抗為210m ?。這不必添加旁路FET,即可保持負載上的良好線路調節,並節省裸晶面積。這種IC矽晶片尺寸很小,可以很容易地安裝在帶有RFPA的3×5封裝中。


(圖五)所示為測得的DC-DC轉換器之轉換效率、分別與轉換器輸出端消耗的負載電流和Pout的函數關係。為了避免產生帶內雜訊和輸出電壓的瞬態回應,轉換器在整個負載曲線上只採用PWM模式,而沒有包含脈衝跳躍調變(pulse skipping modulation;PFM)模式。這導致輕載時轉換效率較低、並且轉換輸出電壓也很低,其細節可見圖三(a)Vcc在指定Pout時的選項。



《圖五 在不同輸出電壓和電流級下測得的DC-DC轉換器之轉換效率》
《圖五 在不同輸出電壓和電流級下測得的DC-DC轉換器之轉換效率》

這裡,LDO為PA MMIC的偏置鏡像,提供一穩定的2.85V輸出電壓,精度為±2%。LDO將根據低至3.0V的電池電壓進行正確的調節。LDO可支援高達10mA的額定電流,並藉由內置反向電流機制,提供短路限流保護功能。該LDO需要0.1μF的旁路電容,來保持迴路的穩定性。


革新PA模組

(圖六)所示為在4層BT層壓基板上已革新完整的3×5mm2PA模組。該模組在RF 輸入和輸出端時被直流阻斷,並匹配50 ?阻抗。PA的輸出匹配利用標準0201 SMD元件革新效能,進而能把電路損耗降至最低。基板內層包含直流佈線和用作RF偏置扼流(RF bias choke)的印製電感線路,並在MMIC下面添加熱通孔以提高散熱能力。


《圖六 4層BT層壓基板上的3×5mm2PA模組照片》
《圖六 4層BT層壓基板上的3×5mm2PA模組照片》

Si DC電源管理IC

對模組中的接地佈局(ground layout)要加以特別考慮。由於RF、DC類比和直流源需要多個接地,若佈局失當會造成RF PA和Si IC之間的雜訊干擾,進而可能破壞DC-DC轉換器的輸出電壓控制,使性能下降。為了儘量減少雜訊耦合,所有接地都在模組層級別上彼此隔離,並外接在評估板上。


測量結果及討論

本文提出PAM革新設計後的特徵化描述如上,接著將與傳統的2階PAM和後移增強型PAM 分別進行比較[7]。這些PAM的電源電壓(Vbattery或Vcc)都是3.6V,後兩者還需要額外的2.85V Vref用於鏡像偏置。


革新後的PAM靜態電流為20mA,略低於後移增強型PAM的22mA,而傳統PAM的靜態電流為55mA。通過DC-DC轉換器,在1.0V的極低集極電壓下對MMIC PA進行偏置,這樣可使革新後的PAM獲得很低的直流電流。


利用在1950MHz下、晶片速率為3.84Mbps的WCDMA HPSK調變訊號,可對該PAM的 RF功率性能進行估計。(圖七) 所示是輸出功率為0~28dBm時所測得可建議PAM的電流消耗值。與傳統的PAM比較,該PAM可以在整個功率範圍內,大幅度革新達到電流降低的效果。其原因在於,藉由DC-DC轉換器完成的自我調整,可調節集極偏置。在16dBm和24dBm Pout時,電流消耗分別從162mA和370mA,減小到75mA和257mA,大幅地延長電池壽命。



《圖七 經過革新後的PAM設計與傳統PAM和多模PAM測得的電流值、分別與在 1950MHz下測得的Pout比較圖》
《圖七 經過革新後的PAM設計與傳統PAM和多模PAM測得的電流值、分別與在 1950MHz下測得的Pout比較圖》

與後移增強型PAM相比,在16dBm到26dBm的範圍內,革新後的PAM也可以大幅降低電流。當Pout大於26dBm時,建議PAM的電流級要略高,因為模組佈局稍有缺陷。另一方面由於開關FET和電感上的電壓降,集極電壓也較低,這就會要求該PAM在更高的飽和功率、亦即效率更低的情況下作業,才能保持足夠的線性度。一旦該PAM的輸出匹配被優化之後,這種情況便可望獲得改善。在16dBm Pout或以下的環境時,革新後的PAM在電流減小方面的影響就很小,而後移增強型PAM則專門設計來優化16dBm Pout下的負載阻抗,因此可明顯地降低電流。


革新後PAM的增益和線性度(ACLR1、2)曲線如(圖八)所示。在0~28dBm Pout時,增益擴充大約為5.5dB。這種影響源自於電流集極電壓因電流優化、而隨功率級動態的變化。在高達27.5dBm的整個Pout範圍中,ACLR1低於-40dBc。如前所述,基板佈局中的缺陷造成更高的輸出匹配損耗,使28dBm時的線性度略為下降。一旦佈局能進一步優化,這情況是可以被改善的。



《圖八 革新後的PAM所測得的增益、ACLR1和ACLR2與在1950MHz下測得的 Pout之關係示意圖》
《圖八 革新後的PAM所測得的增益、ACLR1和ACLR2與在1950MHz下測得的 Pout之關係示意圖》

對16dBm和28dBm的Pout而言,轉換器直流輸出電壓的瞬態回應測量值如(圖九)所示。在16dBm時,直流電壓單步即可從1.0V達到所需要1.6V。不過,對於28dBm的Pout,要達到最大的直流電壓,需要三個步驟,原因是自我調整流程的直流集極電壓增加,會導致PAM增益變大,進而提高Pdet電壓,最終提高轉換器直流輸出電壓。當Pout達到穩定時,這種自我調整變化便停止。Pout在50μs內便可達到目標值。


《圖九 當輸出功率為(a)16dBm和(b)28dBm時,DC-DC轉換器輸出電壓的瞬態回應測量值》 - BigPic:570x287
《圖九 當輸出功率為(a)16dBm和(b)28dBm時,DC-DC轉換器輸出電壓的瞬態回應測量值》 - BigPic:570x287

結論

本文介紹整合GaAs MMIC PA和Si BiCMOS DC電源管理IC的3×5mm2緊湊型 WCDMA PAM模組。其中,Si IC藉由利用DC-DC降壓轉換器和LDO電壓調節器,分別為PA提供閉環自我調整控制集極偏置和穩定鏡像電壓,來實現兩種功能。在檢測器電壓和最佳PA集極偏置之間的功率檢測器,具有線性回應功能,被設計來簡化回饋控制迴路。根據輸出功率的情況,PA集極偏置可從1.0V被自我調整調節到滿幅電池電壓,從而大幅節省後移工作下的電流。該PAM在從0dBm到27.5dBm的廣大輸出功率範圍內,可明顯地降低電流,同時使ACLR1保持在-40dBc以下。當輸出功率為 16dBm和24dBm時,其耗電量與傳統的PAM比較,將從162mA和370mA,分別降低到 75mA和257mA。


(本文作者均任職於快捷半導體)


<參考文獻:


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