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淺談行動電話射頻接收器技術   【作者： Haroon Khan】   2003年09月05日 星期五

瀏覽人次：【6035】 本文將介紹理想接收器的特性，但在開始時不會討論有關成本、體積及功耗等問題。目前市場上大部分接收器在設計上都受到很多限制，例如印刷電路板的板面空間有限，物料的選擇範圍較小，而成本也有一定的限制，行動電話的設計尤其有很多難以克服的限制。零差接收器雖然外型更為小巧，設計更為簡單，但仍有幾個實施上的問題必須解決，因此對於系統設計工程師來說，設計零差接收器可說是一大挑戰。 射頻接收器之特性 所有接收器必須符合以下三個最重要的要求： ●靈敏度：能夠偵測低功率訊號以及從中獲取資料，但錯誤或位元錯誤率必須減至最低。例如，GSM標準規定載波電位為-102dBm，而位元錯誤率（BER）則不可超過2％，藍芽標準則規定載波電位為－70dBm。接收端必須提供足夠的增益，以便所產生的訊號電位可以驅動類比數位轉換器（ADC）及基頻晶片，但同時又要確保接收的訊號不會因雜訊也同時放大而完全被遮蓋。 ●選擇性：能夠從強烈干擾性雜訊之中偵測需要的低電位訊號。有關的干擾可能是同頻道、頻帶內或頻帶外的雜訊。許多訊號會同時進入接收器的前端，但只有一種訊號是需要的，因此其他訊號必須全部加以抑制，令其減弱至不會影響或損害所需的訊號強度，否則位元錯誤率便會上升。強烈的干擾也會減低LNA的靈敏度。 ●動態範圍：能夠偵測高功率的訊號，但又不會令訊號飽和並產生位元錯誤。例如，GSM行動電話有可能距離基地台只有幾公尺或遠至35公里，因此同一訊號在不同地方接收時便有不相同的電位。正因如此，動態範圍是參考靈敏度臨界值與飽和臨界值的差。 超外差接收器設計 若謹記上述三個最重要的要求，按照這個原則便可構思一個可以發揮這三方面能力的參考設計。(圖一)所顯示便是這個參考設計。這是一個超外差接收器的典型設計，提供單端不平衡輸入/輸出，以及為基頻晶片提供經過正交二級降頻的訊號。與零差架構相較超外差架構不會出現直流補償及LO洩漏等問題。本文稍後會詳細解釋及討論這些問題。採用更多濾波器可以提供更多頻道以供選擇，以及更有效抑制干擾，但這個設計比零差架構複雜及龐大。另一方面還要留意一點，零差接收器是其中一款最早被業界採用的接收器，但目前已被效能較卓越的超外差接收器所淘汰。 《圖一　超外差接收器》 首先要解釋的是前置選擇器鏡像抑制濾波器。該濾波器負責執行兩個功能。若有任何頻帶外的大型阻塞訊號使前端系統達到飽和，這個濾波器可以提供保護，因為它是專為覆蓋有關頻帶範圍而設計，務求減少插入損耗以及盡快將訊號送出頻帶外。這是其第一個功能。第二個功能是可以作為鏡像抑制濾波器使用，鏡像頻率可能在通帶的數百兆赫之外，這要視所選用的首個中頻頻率而定，因此鏡像抑制濾波器可在這個鏡像頻率下提供20至30dB的典型抑制。由於鏡像抑制濾波器位於LNA之前，因此其雜訊將會直接加到整個接收器的系統雜訊之中。由於這個緣故，插入損耗必須極低，典型損耗不可超過0.5dB，這個損耗會直接降低靈敏度。這個設計的另一缺點是頻帶外的訊號輸出也會較差，而剛好在通帶外的較大訊號可以直達LNA。 大部分系統設計工程師在計算系統雜訊時都會無視天線產生的雜訊，但這是錯誤的，因為天線也是一個重要的雜訊源，會直接增加系統的雜訊。天線會有某種「雜訊溫度」，而這個溫度是天線增益模式與其環境溫度的總和。雜訊溫度可以利用以下公式表示： 《公式一》 在上述公式中，T是環境溫度，G是任何方向的增益。地面溫度約為300K，而天空溫度則為3K。對於需要極高靈敏度的衛星接收器來說，這點極為重要，天線的增益應該主要針對來自天空的訊號，以免從較熱的地面帶回雜訊。以GSM行動電話為例，它的模式並不清晰，而且無法防止從地面及建築物帶回雜訊。 另一個因素是天線的效率。天線效率會影響天線從已有的訊號電能之中接收訊號的效率，亦即影響所接收訊號的總和。天線物料內的電阻損耗會減低其效率。 第二放大級是LNA，訊號一經接收之後，便會在LNA進行第一次放大。LNA會盡量避免將雜訊引入需要的訊號之中，並盡量將需要訊號的波幅放大。因此LNA必須有較高增益及較低的雜訊干擾。若採用假同晶高電子移動性電晶體（pHEMT）這類離散電晶體LNA，效果會較理想。進行模擬時，這些晶片會產生0.5dB雜訊以及提供12dB的典型增益，但實際上1dB以下的雜訊可算相當不錯了。 另外還有一個鏡像抑制後置選擇濾波器位於LNA之後。這個濾波器的功能與前置選擇濾波器一樣，因此必須加強其抑制能力，以便在鏡像頻率的範圍內進一步減弱雜訊。鏡像抑制後置選擇濾波器除可以執行上述功能之外，也可將LNA已放大的部分雜訊過濾，滅少接收器的整體雜訊，從而提高其靈敏度。由於訊號已由這個放大器作出某種程度的放大，因此後置選擇濾波器可以有較高的插入損耗，但又不會大幅減弱靈敏度。這要歸因於雜訊數字的級聯方式，有關數字可以利用以下Friis方程式表示： 《公式二》 因此，位於LNA之後的晶片並不像位於LNA之前的晶片產生這麼多的接收器雜訊。高插入損耗濾波器的優點是頻帶外的訊號輸出較為陡峭，確保可以在頻帶內更容易選擇需要的訊號。 前端設計的建議 以上所說的前端系統由天線、LNA及兩個置於LNA周圍的濾波器所組成。 《圖二　接收器前端》 圍繞LNA電晶體的匹配網路是用來挑選smith圖表上所列的最理想增益及雜訊數字點，可惜這兩個點不是位於圖表內的同一地方，因此必須尋找一個解決方案。這個設計的最重要目的是要取得無條件的穩定性，因此無論濾波器的輸入阻抗有多大，LNA永遠不允許出現振盪現象，不斷振盪的LNA會令接收器無法進行偵測。 濾波器都在測試治具上設計，而這個治具設有寬頻50(的輸入/輸出終端。在這樣的情況下，濾波器便能有效抑制頻帶外的雜訊，而且插入損耗也較低，頻帶內的漣波也較少。若按照(圖二)所示將濾波器與LNA及天線放置在一起，濾波器便不會再有寬頻終端，因此通帶之外會有大量頻帶內失真及抑制損耗。這一點必須仔細研究，確保LNA能為濾波器提供較好的輸入/輸出共軛配對。換言之，增益可能較少，而雜訊可能較多，但可以保持無條件的穩定性。在這個配對兩邊的LNA及濾波器在設計上必須放在一起，並視為一個單元，使兩者可以互相支援。 《圖三　前端的S21》 (圖三)顯示50(系統內的LNA及兩個濾波器的S21，第一次將兩者分開量度，第二次則一同量度。兩次都採用網路分析器進行量度。需注意一點的是，合併線跡（trace）通帶內的漣波是由LNA提供予濾波器的錯誤配對所引起。濾波器的形狀出現扭曲，於是產生這個漣波，也導致高頻沒有被抑制。結果，整個頻帶內的靈敏度會出現差異。但這個情況也取決於有關頻帶內的前端級聯雜訊數字有多大的差異。 降頻 第一個中頻部分設有射頻混頻器。該混頻器將已放大的射頻載波向下轉為中頻載波。這個混頻器將增加一部分降頻損耗。如果LNA的增益較高，靈敏度只會受輕微的影響。降頻損耗也會產生頻率和及頻率差。但頻率和（LO＋RF）很易便被位於混頻器之後的SAW濾波器過濾，而頻率差（RF－LO）則獲准通過。這一放大級的SAW濾波器是用來選擇頻道。 有多個因素會影響中頻的選擇。首先，所選擇的中頻必須位於較靜的頻帶內，而且必須沒有其他發送器在附近作業，否則便會引起無法過濾的同頻道干擾。若所選擇的頻率屬於較低的中頻（例如30MHz以下），即表示在這個頻率下作業的SAW濾波器會有非常好的表現，亦即2-3dB的插入損耗及高Q，使附近頻道的雜訊有較大的衰減。但由於有關鏡像距離所需訊號只有60MHz，因此前端的鏡像抑制濾波器無法提供太大的衰減。若選擇較高的中頻，鏡像頻率會有較大的衰減，但SAW濾波器不會有高Q。必須要在鏡像及相鄰頻道抑制之間尋求一個理想的平衡點。 訊號進入最後降頻級之前，可變增益放大器會先將訊號放大。若接收器的輸入訊號非常小，可將可變增益放大器的增益調至最高，若輸出訊號太大，則可調低增益，這樣便可將可變增益放大器輸出的訊號電位保持在一個較為恆定的水平，有助提高接收器的動態接收範圍。 LO鎖相迴路的相位雜訊及穩定都是影響靈敏度的重要因素。相位雜訊會直接產生。IQ向量的相位誤差，最後會導致位元錯誤率的上升。為此，可將中頻平均分開，以便進行最後階段的降頻，並將之轉為直流，然後利用正交混頻器將I與Q向量分開，經由兩條不同的路徑傳送出去。若按照以上所說採用較低的中頻，便必須另外採用鏡像抑制混頻器，而Hartley架構，如(圖四)是其中一個例子。 《圖四　Hartley架構》 A與B的部分可以利用數學方程式表達： 《公式四》

這些公式有一點非常重要，要特別加以留意。由於需要的訊號擁有相同的極性，因此相加後會產生相輔相成的作用，而鏡像則擁有相反極性，因此相加後會互相抵銷。

IQ向量的振幅處於直流四周，可變增益區塊將這些向量振幅大幅放大及加以低通濾波，才讓這些IQ向量進入類比數位轉換器及基頻部分。

再重看圖一，並且重述其內容大要。我們可以利用許多不同元件，以便盡量滿足接收器的三個最重要要求。有關元件包括雜訊極低、靈敏度極高的離散電晶體LNA、幾個可用以選擇頻帶及頻道、並具有良好阻塞效應的濾波器、兩個設有中頻可變增益放大器的降頻級以及可提高動態範圍的IQ放大器。

但上述元件的採用並沒有詳細考慮可能會影響行動電話通訊世界發展方向的各個因素，例如手機的外型大小、成本及功率都有一定的限制。許多個案顯示，這些限制造成很大的影響，以致射頻效能的重要性也只能排第二位。新一代的接收器已較少採用較為笨重的濾波器及外置式LNA。

零差接收器

由於印刷電路板的板面空間極為有限，因此我們最好利用互補金屬氧化半導體（CMOS）、雙極互補金屬氧化半導體（BiCMOS）、SiGe、GaAs等技術將接收器的主要功能整合到晶片內，這是一個較為理想的解決辦法。但目前仍然無法將射頻陶瓷及SAW濾波器內建於晶片之內，而LNA的雜訊比離散電晶體高。為了節省板面空間，第一中頻放大級也省掉，使接收器成為採用直接降頻的架構，這是超外差接收器未出現之前最先使用的接收器設計。由於行動電話市場競爭激烈，廠商競相推出超薄型的手機，因此目前的趨勢似乎回復到以前採用直接降頻及較低中頻接收器的時代。雖然這類接收器的效能會受到一定程度的影響，但由於目前的生產技術遠比以前好，因此接收器本身仍然符合ETSI等業內的技術標準。

《圖五　直接降頻接收器》

可以再用前置選擇濾波器將任何較大的干擾加以濾波，以免減低LNA的靈敏度。但這個設計與超外差接收器不同，前置選擇濾波器並非鏡像抑制濾波器，因為LO的頻率與射頻相同，鏡像與所要的訊號重疊，並不會構成問題。採用直接降頻設計的最大分別是並無中頻，因此無需中頻放大器、混頻器、第一LO合成器以及SAW濾波器。由於以目前的晶片製造技術來說，仍然無法將SAW濾波器整合到晶片內，以節省大量印刷電路板空間。正交混頻器及以相同頻率作業的LO在同一步內便可將射頻降頻，並將之轉為直流。由於電路都侷限在一較小的面積內，因此要採用較為平衡的線路，以減低訊號耦合及雜訊。這個解決方案雖然遠比其他方案小巧及便宜，但由於沒有裝設離散LNA，因此靈敏度受到影響，接收範圍因為沒有可變中頻放大器而縮小，而頻帶/頻道的選擇範圍也因為濾波較少而縮小。即使如此，這個設計的效能仍然非常理想，符合ETSI等技術標準。當然還有其他具體的問題需要解決，但對於超外差的設計來說，這些都不是無法解決的問題。

LO洩漏

由於前置選擇濾波器通帶的覆蓋範圍與LO的範圍相同，天線洩漏多少LO完全取決於正交混頻器能否將射頻與LO完全分隔以及LNA的反向分隔。天線會洩漏大量功率，並在Rx頻帶內產生雜散訊號。因此研發工程師必須分別解決混頻器及LNA的射頻/LO隔離及反向隔離的問題，以便減低LO洩漏。為免LO溢出其範圍而跳入射頻通道，研發工程師必須小心構思設計佈局，確保負責將LO由合成器傳送至混頻器以及將射頻訊號由天線傳送至混頻器的線路不會出現過於密切的耦合現象，這一點非常重要。例如，晶片內的連線會幅射電波，這也是造成LO洩漏的原因。

直流補償

LO洩漏也會產生另一更嚴重的問題。洩漏會由LNA、濾波器及/或天線反射回混頻器，然後與最初的訊號同相位混合，經過降頻之後會產生直流補償。高直流增益的可變增益放大器會將輸入基頻晶片的訊號放大至飽和程度，以致所需的訊號無法偵測，令這個問題變得更為複雜。

在另一情況下，LO洩漏是造成小量直流補償的另一原因。當LO漏出天線之外而成為雜散訊號，並在附近物體之間反射，最後再由同一天線捕回，在正交混頻器內造成重覆混頻。雖然這個再次捕回的LO訊號振幅較小，但振幅可能與所需訊號的振幅不相上下，而且由於訊號漸漸減弱以及行動電話本身有很多通道，捕回LO的振幅會迅速波動，令基頻晶片出現急速轉變的直流補償，系統也因此無法不時作出校正補償。

但目前有多個方法可以校正可變系統的補償。以(圖六)所示的TDMA系統為例來說，可以利用一段空出的時間將補償值儲存在電容器內，而這個儲存的數值可以在真正接收訊號時才用來校正補償。只要重覆多次進行儲存，便足夠為移動物體所造成的波動振幅作出補償。

《圖六　TDMA系統如何消除補償》

另一個較為簡單及有效的方法是加設一個圖五所示的交流電耦合濾波器，將訊號的直流部分濾出。但這個方法也有其缺點，因為大部分所需的電能都集中在直流內，而濾波過程也將這些需要的電能一併過濾掉。較為可行的方法是將需要的電能轉移至較低的中頻訊號，交由類比數位轉換器處理。按照這個設計，直流部分被交流電耦合濾波器加以抑制，而需要的電能則全部可以通過。

這個設計需要一個較低的中頻接收器，可在同一步內完成降頻，但採用的架構與直接轉頻系統相同，只有LO偏移至稍為遠離射頻部分，以便產生較低的中頻，例如GSM系統的100KHz。但又要重新面對鏡像的問題。鏡像訊號與所需訊號相差只有200KHz，無法利用前端濾波器加以抑制，因此必須採用鏡像抑制混頻器（如圖四所示的Hartley）。

中頻雜訊

中頻或閃爍雜訊的產生是所有半導體必有的現象。在正常情況下，這些雜訊會在正交混頻器進行降頻時與直流電路耦合。中頻雜訊電位通常極低，但混頻器的訊號電位也同樣很低。若訊號的參考靈敏度為-102dBm，LNA的增益為10dB，SAW濾波器的損耗為3dB，降頻的訊號電位為-95dBm。其電位大小約為毫微伏（nano-volt），而中頻雜訊佔整個訊號電位的很大部分。只要提高LNA增益，並小心構思佈局，將會有助改善情況，否則其靈敏度會比超外差接收器還低。超外差接收器設計的優點是訊號可在第一個中頻放大級大幅放大，令中頻成為整個訊號的一個微不足道的部分。

IQ錯配

所有正交調變電路（例如GMSK、QAM等）都需要正交降頻的支援，而整個降頻過程需要將LO的其中一個分支的相位轉移90(，如圖五及圖一。但這個90(的相位轉移永遠無法做到完美，而且一定會出現一些相位及增益上的錯誤，以致與IQ向量造成錯配，增加位元錯誤率及減低參考靈敏度。LO頻率越高（如DCR或較低的中頻），錯誤也越多。這個現象也再次顯示超外差架構比DCR更適合現今的環境，因為前者採用較低的中頻。(圖七)顯示相位及增益如何扭曲QPSK訊號的載波分佈圖。

《圖七　IQ錯配的影響──載波分佈圖在理想及扭曲情況下的比較》

半導體技術

《表一　蜂巢式行動電話設計常用的各種不同半導體製程》

用於基頻系統的數位元件若採用CMOS技術製造效能會比較理想，因為CMOS能夠提供所需較高閘密度。但對於接收器所採用的射頻晶片如混頻器及LNA等來說，BiCMOS及SiGe似乎是較為理想的選擇。例如，BiCMOS的LNA的雜訊一般只有1.9dB，若採用SiGe技術，雜訊可降低至1.5dB。有一點需要注意，這個雜訊水準仍然遠比離散pHEMT的1dB或以下的雜訊差。

結論

射頻系統在無線通訊產品中，攸關著整個產品是否能穩定正常的運作，訊號的完整性就是最重要的考量，不論是從設計架構的角度或是製程材料的方式，使雜訊度降到最低，相信是所有射頻研發工程師追求的方向。本文透過超外差架構與半導體製程技術的簡單介紹，希望對此領域的研發人員有所幫助。

（作者為NS歐洲分公司RF高級應用工程師）