在目前许多便携式装置中，通常都会包含某种形式的立体声播放电路，例如MP3或网络收音机等应用，虽然市场上已经有许多专门针对这类电路提供的芯片产品，但事实上，设计人员也可以利用相当普遍的低阶组件来有效达成相同的功能，本文将讨论这类电路一个相当常见的要求，也就是立体声音量控制。

传统上声音的音量控制大都使用具备对数（log）型式或law特性曲线的电位计，主要原因是用户耳朵对声音压力改变的感知接近对数曲线。

基本上，旋钮式控制的中点大约会对音频信号造成20dB的衰减，并在逆时针（Counter Clock Wise；CCW）方向衰减大幅提升，而在顺时针（Clock Wise；CW）方向的较大音量控制时较为精密。

虽然这样的作法基本上没有什么问题，但有几个理由可以说明旋钮组件并不适合应用在小型便携式设备上，例如空间限制与可靠度就是两个明显的例子，使用上/下按钮搭配上主控处理器是目前电子产品上常见的音量控制接口，不仅带来了价格低廉的可用解决方案，还可以避免使用笨重的机械式旋钮。

立体声电位计还有一个机械追踪问题，也就是说，由于机械容忍误差，在进行音量调整时，左右声道的相互追踪能力会受到影响，同时目标转换函数也必须加以考虑，例如真的需要完全衰减？或者是增益调整控制提供如30dB的调整范围而没有完全静音的位置？

数字式电位计

过去几年，数字式电位计的发展已经越来越普遍，使用梯型电阻结构搭配FET开关，透过数字控制便可以有效地取代某些应用领域中的机械式电位计，表面上看来，使用一对这类组件看起来是进行立体声音量控制相当符合逻辑的解决方案，但在此之前必须先解决几个问题。

目前最普遍的可变电阻形式为线性变化，代表了它们的电阻值以相等的级距变化，但是在音频音量控制上则需要每步阶以dB变化的规则，因此在设计上必须要仿真这个对数特性，这时，设计人员已经不再受到机械式电位计的限制。第二个问题是虽然通常数字式变阻器在设计上每个步阶变化都采用相等的电阻值，但制程变动的一个副作用是整体端对端的电阻值对每个组件都可能不同，部分更有高达30％的误差，这在采用两个独立数字变阻器提供二声音信道间紧密匹配的电路设计时必须要加以考虑，进一步的要求则是变动时必须尽可能避免发生突波，因此必须使用先关后开的触点安排。

设计

以下为增益调整设计，其中为控制一个衰减范围，但没有完全衰减选择，以及较为传统的CW/CCW音量控制方式的几个范例，以下的电路假设电源在2.7V到5V之间，并采用低阻抗的参考电压（VREF=Vcc/2），输入信号（IN）则由低阻抗电压源提供。

《图一 6dB立体声增益调整控制、32种增益设定（仅显示单一信道）。》

图一中的电路看起来似乎能够带来适当的结果，使用两个数字输入控制良好的MAX5160L搭配一个MAX4252，这个电路应该可以提供6dB范围平衡稳定的追踪增益或衰减，电路可以在Vcc电源由2.7V到5V的范围下运作，提供32个可用的增益设定，同时MAX5160L的开机重置状态还能够带来几近单位植（unity）的增益设定，这个作法的缺点是数字式变阻器整体25％的电阻值变化可能造成信道与信道间以及组件与组件间较大的增益误差，特别是在电阻值设定在两个极端阻值时，例如假设50K的电阻误差为1％，那么标称最大+6dB设定可能为：

左右声道的不平衡相当容易被发现，这个电路可以透过选择或调整采用的搭配电阻来解决问题，但这在量产上并不实际，因此必须找出一个能够将这个增益误差保持在最低甚至完全加以消除的设计方式。

《图二 6dB立体声增益调整控制、17个增益设定的改善版本。》

图二在搭配MAX4252运算放大器的分压电路中使用了MAX5160L数字式变阻器，并在透过100K与50K电阻组成的常见负回授外加入正回授，这个电路的增益可以表示为：

当MAX5160L的触点位于VREF端点时，电路的增益为–0.5V/V，因为完全没有正回授量，当触点为于中点，也就是Kp＝0.5时，这时增益为–2V/V，因此透过使用VREF以及中点间的17个位置变化，增益就可以在6dB的范围变动，其他的15个未使用位置则为了可重复性而被牺牲，以便让增益值不像图一一样会受到数字式变阻器电阻误差的影响，因此增益误差就只受到1％的100K/50K电阻以及MAX5160L的INL/DNL误差（最高4.6％）的限制。

相当值得注意的一点是，这个电路会在Kp≧23时达到稳定度限制，也就是当正回授分数相等甚至是超过负回授时，因此控制MAX5160L的主控端处理器应该要避免这个情况的发生。

《图三 传统的音量控制（仅显示单一信道）具有本身的缺点。》

图三的电路显示了使用数字变阻器形成传统形式音量控制的简单方法，所有的设定码都可使用，设定范围由0dB到全幅衰减，表一列出了以MAX5160L的32个步阶为基础所计算得出的衰减值。

全幅衰减

请注意衰减特性的分布情况，在前面15个设定码中整体变化低于6dB，其中前4个低于1dB，因此没有什么特别用处，有趣的是，就算选择具有更多步阶数的组件，依然只能在一半的设定码中得到6dB的变化。

有时候设计人员会采用的一个作法，是选择部分可用的设定码来取得合理稳定的每步阶dB变化特性，例如仅使用表一中特别标示的设定码得到约每步阶3dB的变化，总共有11种不同设定值，如果选用的数字变阻器拥有许多接点位置，例如256个或更多时可以有更好的表现，但是这类组件通常较为昂贵，同时由于大部分的接点位置并不会被使用，因此采用不同拓朴结构来尝试利用更多现有接点的作法看起来会更有效率。

《图四 电阻式负载加到线性变阻器的触点》

电阻式负载加到线性变阻器的触点图五中的电路提供了传统音量控制的特性，和图三相当类似，不过它使用了一个较小的正回授来将可用范围内的步阶大小统一在大约每步阶1.6dB，一个立即且明显的缺点是，负回授分数必须为0.5或更高以便取得可用的结果，虽然0.25可能是稳定度的限制，这代表了已经舍弃了大约一半的可用设定码以便让电路能够有效运作，不过余下的17个设定码则都被使用，并没有像图三中存在间隙，请参考表二，其中第三栏为了步阶大小的变化，显示出它在主要衰减范围内相当良好的一致性。

《图五-a 每步阶dB值变化接近一致的拓朴结构，经改善后的设计》

《图五-b 电路曲线图》

电路曲线图

《图六 传统串接式立体声音量控制，多就等于好吗？》

传统串接式立体声音量控制，多就等于好吗？

图六中的电路使用了总共4个MAX5160L来取得高分辨率的立体声音量控制，每信道的可用设定码数目大幅提升，带来32x32或1024个可用衰减设定码，同样地，端对端电阻值的容忍误差因两个数字式变阻器间的缓冲电路，因此不会有第一阶效应，左右声道间的相互追踪能力则只受到接点间匹配精确度的限制，触点电阻值的负载效应相当低，原因是每个触点所面对的都是高阻抗的运算放大器输入。

《图七 图六电路的衰减值分布情形》

图六电路的衰减值分布情形

《图八 图六电路的衰减值分布情形》

图七显示了大部份设定码的衰减值位于0到-40dB之间，每个衰减值间的dB步阶变化可以以和表二类似的方式加以绘制，取得步阶间隔的可视化图形。

步阶间隔看起来分布相当平均，大部份步阶的差距都在0.5dB以下，只有在-41.6dB时达到1dB，以及接近终点的-53.6与-59.6间达到6dB，其中重复设定码在图中的差异为0，得到大部份专业级音量控制所需的控制范围和级距。

不过这个作法也有它的限制，相当明显的，这个电路的控制过于复杂，或许是使用查找对照表来取得数值并使用某些范围算法来取得平顺的音量变化，但和图二不同的是，再也不需受到稳定条件的限制，因此任何设定码的组合都可行，严格来看，第一个和第二个数字变阻器间接点间的匹配误差代表了无法保证单一性，仅使用部份设定码，也就是步阶变化较为粗糙可能是一个确保单一步阶的方法，但是却必须携牲较精密的步阶变化。

结论

理论上来说，图六中的电路乍看之下好像可以得到相当不错的结果，但在实际导入时却可能会面临原先没有预料到的问题。

对大部份情况而言，图三与图五的电路可能带来最佳成本、复杂度以及效能的最佳平衡选择，使用3线式串行接口控制，Maxim也提供有MAX5400/1/2等组件选择，它们提供需要较高分辨率应用256个接点，并透过3线式通讯协议进行控制。