本文将探讨的安定器就是这样的示例，输出功率高达200W。该安定器主要由截然不同的三级组成：首先是前级EMI滤波器和整流的功率因数控制器；其次是基于LLC拓朴的直流-直流（DC-DC）转换器；最后是三个开关模式电流源。

这个设计如下所述，能够驱动大约105个功率LED，总体效率达90％。 PFC 和 DC-DC的效率更是接近95％。

功率因数校正

功率因数校正（PFC）前级调节器一般以升压拓朴来实现，并采用在临界传导模式（critical conduction mode，也称为边界或转移模式）下运作的PFC控制器。对于最大150到200W的功率点，这被视为最高成本效益的解决方案。在临界模式下，流经升压电感的峰值电流受到严格控制，与瞬间整流输入电压成正比。不过，在关断时间内，该电流降为零；当检测到这个过零点（即电感去磁）时，下一个开关周期便会启动。一如所见，平均电感电流与输入电压变化成正比，而这正是我们需要的结果。

PFC控制器在电压模式下运作，MOSFET的传导时间至少在一个电源线半周期内保持不变。导通时间保持不变，利用基本差分公式dI/dt＝V/L，便可以很容易获得与输入电压变化成正比的峰值开关电流。接着，透过调节MOSFET的导通时间来感测和调整升压转换器的输出电压。电压模式与电流模式相反的优点，是无需为产生参考信号而感测整流输入电压，这样就简化了控制器本身，并减少了元件数目。临界模式的一大优势是，能够在下一个开关周期开始之前感测升压电感的去磁，使MOSFET零电流导通。因此开关损耗相当低，效率也很高，尤其是因为整流二极体的反向恢复不成为问题。但另一方面，峰值输入电流比连续传导模式（CCM）PFC的为高，并可能使EMI滤波器变得更复杂。

图一所示为PFC及输入级的示意图。当应用设备上电时，C96经由R93a 和 R93b充电。当IC91达到启动电压，正常运作就会开始。这时，MOSFET的栅极会经过电路R96、D98和R99，使MOSFET得以快速关断和较慢导通。由于对大电流和大电感元件的输入要求，无法利用单个小尺寸磁芯来实现，所以升压电感包含两个不同的电感。为了获得逐一脉冲过流保护，在控制器的CS输入端对经过MOSFET的电流进行监控。输出电压被分压器R910a & b及R911调节，并馈入晶片的误差放大器，后者通过与COM引脚相连的网路被频率补偿。误差放大器的输出因此就决定了MOSFET的导通时间。通过监控电感之一的次级线圈上的电压（馈入ZCD输入）来检测电感的去磁。在正常运作期间，控制器的电源也来自次级线圈，并被电路R94、C913、ZD91 和 D90所整流及限制。电阻91决定MOSFET的最大导通时间，使其小于满负载所需时间和最小输入电压。R92的用途是利用输入电压对导通时间作进一步调节，以改善总体谐波失真（THD）。

如上所述，PFC预调节器产生400V的DC输出电压，然后馈入DC-DC控制器。

《图一　200W DCM 电压模式 PFC的示意图》

隔离DC-DC转换器

如前所述，获得高效率的一个好方法是减小开关损耗。在这种情况下，目标是高功率密度，就应该选择磁性元件是双面磁化的拓朴结构 （及半桥或全桥拓朴）。降低开关损耗通常透过零电流和/或零电压开关来达成，而零电流和/或零电压开关可利用谐振电路完成。这种带简单LC谐振回路的转换器存在一些缺点，下文会详细阐述。因此，更好的选择是一种被称为LLC串联谐振转换器的结构。图二的左图就是这类转换器的简单示意图。

《图二　LLC转换器（左）的简单示意图及其等效电路》

MOSFET Q1和Q2被两个占空比几乎达50％、频率可变的互补方波讯号所驱动。在半桥拓朴中，低端和高端栅极讯号之间必须有一个很小的死区时间，以防止交叉传导。这样产生的方波讯号被馈入到由Lr、Cr和变压器磁性电感Lm组成的谐振网路中。如下所示，Lm上的电压几乎是正弦曲线。该电压被变换、整流、滤波，再馈入负载RL。到目前为止，该转换器看起来很像标准LC谐振转换器。然而，在LLC转换器中，Lm比通常情况下小得多，与Lr在相同数量级，因而把谐振网路的特性从原来的第二阶变为第三阶。为了简化谐振回路特性的深入分析，可把负载和整流器转换为变压器初级端的等效负载阻抗Rac。从图二右边的等效原理图可见，等效负载与变压器的磁性电感并联。

图三所示为增益与频率的典型关系图，电路参数如下：Cr＝22nF、Lr＝100μH、Lm＝500μH、Rac取200（绿色）和2k（黄色）之间的不同值，即Q＝0.03​​3 .. 0.33。

《图三　LLC网路在不同Rac值下的增益（dB）》

这图三强调了LLC网路的两个重要特性：

• ●在 0时的电流增益总是一致的;





• ●在 0 附近相当大的频率范围内负载相关性很小。

上面提到的第二点很重要，表明在这里负载阻抗的改变不会像传统LC串联谐振转换器那样造成开关频率的大变化。当从满载到轻载时，后者可能出现十倍甚至更多的频率变化。这么大的频率范围很可能导致EMI问题。

实际波形的时域分析显示，当运作频率大于P.时，MOSFET导通时可实现零电流开关。即使满载时Q值在0.2～1之间，这种传递的频带也相当窄，足以假设电流以基波为主。因此，在LLC转换器的分析和计算中，一般用基频正弦元件取代驱动方波。非常有趣的是，两个MOSFET互换电流量中，相当大一部分是浪费的，这使得这些电流负载远远高于硬开关转换器中的。此外，在谐振转换器中选用带快速恢复体二极体的MOSFET 比较理想[1]。

《图四　400VDC→200VDC隔离转换器示意图》

参考文献[2]详细阐释了LLC转换器的原理和设计过程。其应用说明描述了如何把变压器的泄漏电感用作谐振电感 Lr。虽然这种方案无需额外的电感，但必然加大变压器的尺寸。要获得所需的4 ..10 Lm/Lr 比值，变压器尺寸只能变大，而且初级和次级线圈的耦合也松散。另一方面，大功率LED安定器的理想高度远低于20mm，因此不得不使用EFD型变压器和一个外置电感Lr。

图四显示了DC-DC转换器的原理示意图。该元件围绕整合式LLC 控制器模组而设计。这个模组包含了一个带精确CCO的控制器、一个高压栅极驱动电路和两个带快速恢复体二极体的MOSFET。

该模组的启动电流由PFC电源提供。当达到启动电压时，该元件便开始以R107决定的频率运作，然后，由于不久之后C107开始充电，频率斜坡下降至由C107决定的额定运作频率（软启动）。

RLC电路由L101、TR1以及C102a与b组成。在次级端,转换的电压被D201~D204整流、被C201滤波。接着,透过D201、R201、C201和D206产生第二个更低的输出电压。

R204、C202、R207等以及OC1可构成反馈回路，使输出电压稳定。光耦合器的BJT连同R104组成一个与R105并联的可变电阻，这个电阻值决定最小的运作频率，并调节频率。

D105、R108、C105和D102在正常运作期间为IC1通过供电电流。半桥的高端驱动器的供电电压由靴带式电路（bootstrap circuit）产生，后者由R106、D101 和C106组成。

流经下方MOSFET的电流由R101测量，网路R102/C102对讯号进行滤波，并馈入​​CS引脚。该引脚接收到的讯号相对晶片的接地引脚为负。如果该引脚的电平达到-0.6V，半桥被关断直到下一个周期来临。如果达到-0.9V，元件就会被关断（AOCP）。后一种模式被闩锁，只有在晶片的Vcc降至5V以下后才会复位。

电流源

目前，DC-DC转换器涉及的这三种同类电源都采用降压拓朴，并以电流模式PWM控制器为基础。图五所示为这些电源中之一的原理示意图，电感L102的峰值电流通过分流电阻R13被转换为电压。这个电压被输入到控制器的电流感测引脚，使控制器保持峰值电感电流恒定。 R10决定电流感测电平，R7决定运作频率，在这一应用中大约为70kHz。

《图五　保持LED电流稳定的电源示意图》

在实际情况中，如果输出连接有不同数量的LED，LED电流并不是完全固定不变的，因为占空比和平均电流会随输出电压在轻微变化。但转换器越是采用CCM模式运作，即L102值越高，电流也就越稳定。在大多数应用中，连接的LED数量根本没有什么变化。二极体输出电压（也被称为正向电压）的变化比较小，电流相当稳定。在最坏情况下，70％的最大占空比时，每个电流源最多可以驱动大约三十五个LED。

---作者任职于Fairchild快捷半导体公司---

参考资料：

• (1)Fast Body Diode MOSFET’ 不要 Sampat Shekhawat%2C Power Systems Design Europe%2C October 2005.





• (2) Half-bridge LLC Resonant Converter Design Using FSFR-series Fairchild Power Switch （FPS™）, Application Note AN-4151, Fairchild Semiconductor, 2007.