PC的功能和资料储存容量不断增加，操作方法愈来愈简易，这一直推动着PC市场的持续成长。由Intel 和 AMD 针对桌上型及伺服器电脑所生产的更快速 GHz 级处理器，需要高电流、瞬态反应更快的 DC-DC 转换器。在此同时，市场对$1,000美元以下的 PC 需求愈来愈大，成本效益比以往更显重要。分散式电源供应器工程师所面临的挑战，是必须在尺寸精巧、最低成本的条件下，设计出热、电效能良好的 DC-DC 转换器。以下将讨论如何采用20V MOSFET 取代 30V MOSFET ，以在合乎经济原则的情况下，设计出适用于桌上型电脑及伺服器的高效率 DC-DC 转换器。

了解 DC-DC 降压转换器的功率流失

Intel 及AMD 最新提出的CPU 电压转换器规格中，要求荷载电流变动率为400A/(s，峰值电流超过100A。即使处理器在单一时计周期之内，从低电流的「睡眠模式」执行电流荷载步阶到达高电流的「作业模式」时，CPU 的核心供电压仍须维持在指定的容差值以内。为能作出瞬态反应快速的电路，设计师倾向于将作业频率提高。一边提高频率，一边维持或什至增加供电效率，必须要有缜密的设计方能达成，此为浩大工程。欲设计出高效能的 DC-DC 转换器，了解同步降压转换器的功率流失情形是必须的步骤。

桌上型电源管理系统采取分散式架构，利用AC-DC 电源供应器将AC 线电压(85-265V) 向下转换成12VDC，转换后的12V DC 电压又再利用12V 输入、降2 V输出的同步降压转换器，向下转换成CPU 所需的电压。设计师可依照要求的电流值决定使用单一或是多部降压转换器。

功率MOSFET占了降压转换器的功率流失一半以上，这对严重依赖效率的应用而言是项重要因素。经过进一步检验之后发现流失可分为两种FET：控制 (Q1​​) 及同步 (Q2)，继而以下列近似方程式加以计算：

《公式一》

Q1 会影响切换速度，因此严格要求将切换电荷 Qsw 及闸门电阻 Rg 降至最低，同时必须维持合理的接通电阻 R_DS(on)。最理想的情况是，在切换损失与传导损失约略相同之下，R_DS(on) 与 Qsw 加权值相等，而达到最佳的效率。

同步FET (即Q2) 的流失主要是传导流失，因此对于同步FET 而言，RDS(on) 是最重要的参数；实际上，RDS(on) 越低，固然效率越佳，然而却通常附带使得成本增加。不过，随着切换频率愈来愈接近 1MHz，就必须更加留意驱动器散失的功率。因此，同步 FET 的总计闸门电荷 Qg 低是一大优点。

选择 MOSFET

为了检验低电压的 MOSFET 技术，已针对Intel DB850GB 上的二相位同步降压转换器执行效率量测，这是其中一款市售新型 Pentium-4 主机板。此一 DC-DC 转换器设计具​​有 12 V输入及 40 Amp，1.7 V输出。降压转换器的设计是在同步 FET 插槽中，使用两部 D-Pak 30 V装置，在控制 FET 插槽中使用单一 D²Pak 的 25V 装置。目前已运用相同矽材技术以及市售的 30V MOSFET，执行过若干次测试，以将 20V MOSFET 与 30V MOSFET 作出比较。 MOSFET 的规格见(表一)所示。

既然是利用控制 MOSFET Q1 调整工作周期来转换输出电压，因此 MOSFET Q1 必须能够快速切换，而电荷参数也必须要低。从表一可以看出，IRFR3704 在设计上采取先进的平面技术以迎合控制 FET 插槽的需求。同样地，同步 FET 插槽这部份也采取先进的平面制程，设计出低 R_DS(on) 的 IRF3711。为验证上述分析,使用下列 MOSFET 组合,针对内电路作一比较:

效率曲线见(图一) 所示。慎选控制与同步 MOSFET 的配对可大幅提升转换器的效率。以一对采用先进平面技术的 30V元件代替原来的元件，效率可增加 3%。以R_DS(on) 较低的 20 V元件取代30 V同步 FET，效率可多增 0.5%。以20V MOSFET 取代30V 控制 MOSFET，可使效率增加 0.8%。鉴于设计师有时偏好以相同的 MOSFET 来作为控制 FET 及同步 FET，因此已将 IRFR3704 的组合纳入所有插槽中。这证实以 IRFR3704 作为控制 FET，以两个 IRFR3711 作为同步 FET能达到最佳效能，于 220kHz 之下，与电路中的原来装置相较，其效能可提高4%以上。

《图一 220 kHz 作业频率下，组件配对的效率》

切换频率愈高，效率的改善情形愈显著。 (图二) 所示为相同的 MOSFET 组合，只是切换频率增加近原来的一倍 (410 KHz 与 220 KHz 之对比)。应注意的是 20 V元件与 30 V元件对照之下，效率仍旧提高 1.5%，而现行所用的元件则发生热失控的情形。

《图二 410 kHz 作业频率下组件组合的效率》

热效应的考量

若欲在尺寸精巧的条件下增进瞬态反应及达成高电流的方案，便需要具备较高的作业频率。随着电源供应器的尺寸缩小，可以供各种元件散热的面积愈来愈小，热管理也变得愈来愈困难。由于被动元件尺寸缩小，DC-DC 转换器的功率流失大都来自功率半导体，于是功率半导体便成为功率流失的主因。矽材效率提高可使转换器的效能改进，同时又能缩减方案的外型尺寸。例如采用效率更高之矽材的 D-Pak MOSFET ，在 PCB 板上需要较小的铜垫面积作散热之用，因此可缩小电路板所占空间。

上述各元件组合在 2 相位 DC-DC 转换器内，于最大电流 40A 下分别以 220 kHz 及 440 kHz 操作，效能最佳的元件为 IRFR3704 加 IRFR3711 的组合。 (图三)显示了 20V 组合在 220kHz 下的红外线摄影照片，(图四) 显示了原来的 MOSFET。我们可以看出，使用 20V 元件代替现行使用的 30V 元件，接点温度可下降 12℃ 。由于板温降低，令效率提高及寿命延长。

《图三 IRFR3704 及两枚 IRFR3711的红外线摄影照片，fSW=220KHz, Iout=40A: 最高表壳 94.2℃ , 最高导线 81.2℃ 》

《图四 现行方案的红外线摄影照片，fSW=220KHz, Iout=40A: 最高表壳 106.7℃, 最高导线 90.4℃ 》

20V MOSFET 技术的可靠度

使用 12V 汇流排时，20V MOSFET 提供必备的崩溃电压。然而当同步 FET Q2 关闭时，由于汲极至来源电压快速上升，会产生一些可超过12V 的振铃现象。我们将 VDS 与 VGS 波形作出比较，以监测使用 20V MOSFET 与 30V MOSFET 时的振铃情形，并于 40A 的全荷载之下执行量测。 (图五) 所示为同步 FET IRFR3711 配合控制 FET IRFR3704 的 VDS 与 VGS 波形。 (图六) 所示为原来选用的其他公司的 30V 元件。将(图五) 及(图六) 的 VDS 波形比较看来，振铃并不会增加，最大电压约为 15V，正好在 IRFR3711 的 20V 崩溃电压以内。高侧控制 FET 的电压不会高于 12V 的 5-10%，正好在 MOSFET 的反向阻断功能以内。可见新的 20V MOSFET 组合能可靠使用在桌上型 CPU 电源供应器。

新型的 20V MOSFET 采用先进的条纹平面制程生产而成，因为几何更加精细而促成 R_DS(on) 的降低。此一几何与蜂巢型几何相较之下亦产生更低的闸门电荷，这一点随著作业频率上升而变得更为关键。本项新技术并且也极度坚固耐用，例如 IRFR3704 的单脉冲突崩额定值是 216mJ，而其他公司的 25V 控制 FET 则为 60mJ。 20V 的闸门额定值也共同造就了本设计的坚固耐用。

《图五 同步开关 IRFR3711 加 IRFR3704 的 VDS 及 VGS 》

《图六 现行方案同步开关的 VDS 及 VGS》

结语

由以上论述可明显看出，使用 20V MOSFET 来取代 30V MOSFET 可大幅增进效率及热设计。本项新技术的坚固程度足以耐受转换器所产生的任何电压尖峰，可安心使用来改善电流额定值；再加上成本方面的优点，上述20V 元件可作为目前所使用之30 V元件的最佳替代选择，用于电脑设备中价格敏感、效能主导的DC-DC 转换器内。 〈参考资料:作者任职于International Rectifier〉