美國聯邦通訊委員會（FCC）做出裁定後，所有準備都已就緒，只待UWB在市場上展翅高飛。設計人員只要改用多頻帶正交分頻多工調變（multiband OFDM）架構，就能獲得所需的彈性、功耗及成本，使得UWB市場蓬勃發展。

過去一年半裡，超寬頻（UWB）通訊技術受到業界，媒體和學術界的高度重視，引起這陣騷動的原因是此技術可望在實際的多路徑（multi-path）環境裡，提供從10公尺距離的110Mbps延展至2公尺480Mbps的各種資料速率，而且電力和晶片面積的消耗都非常少。業界預期UWB裝置將帶來低成本的解決方案，能滿足消費者對於資料速率的無盡要求，同時促成新的消費市場出現。

要讓UWB系統從實驗室環境走向實際系統設計，工程師必須戰勝許多傳統設計問題，例如複雜性、功耗、成本和彈性；幸運的是，這些問題的解答之一已經出現，多頻帶OFDM技術能克服其中的許多障礙。本文將就該技術架構做深入的介紹與解析。

聯邦通訊委員會施以援手

UWB技術日益獲得重視，主要是因為美國聯邦通訊委員會在2002年2月做出一項重要決定，把高達7500MHz的頻譜（3.1～10.6GHz）釋出給UWB裝置使用。隨著IEEE 802.15.3a等標準的出現，這項決定不但讓許多廠商對UWB通訊系統的發展產生極大興趣，也為產品創新和技術進步帶來許多新機會。

雖然聯邦通訊委員會已將3.1～10.6GHz的頻譜分配給UWB使用，實際結果卻證明在現有的射頻CMOS技術下，使用4.8 GHz以上的頻帶只能讓整個鏈路的效能增加1dB，其代價卻是設計變得更複雜，功耗也更多。

由於鏈路效能增加極少，複雜性和功耗卻會提高，廠商因而認為3.1～4.8 GHz之間的頻帶是UWB裝置初步應用的最有效頻寬；事實上，將頻寬上限設定為4.8GHz還能帶來幾項重要優勢，包括縮短產品上市時程，簡化射頻和類比前端電路（低雜訊放大器和混波器）的設計，使其更容易採用CMOS技術，同時避免來自IEEE 802.11a訊號所使用的U-NII頻帶干擾。

當然，對於UWB頻寬的限制，至少在初期階段，並不表示將來不能使用整個頻寬。隨著射頻技術進步，使用UWB頻帶的較高頻率部份會變得更有效率，因此在系統定義時若能更具前瞻性和深思熟慮，UWB系統即可提供一條有效的升級路徑，使其能於市場條件成熟時升級至此頻譜的更高頻帶。

系統設計問題

若決定使用3.1～4.8 GHz的頻帶，就有數種方法可以設計UWB通訊系統，其中之一是使用整個1700 MHz頻寬，然後利用展頻或分碼多工（CDMA）技術將傳輸資訊分散至整個頻譜。

利用展頻技術建造UWB通訊系統的主要優勢在於這些技術早已為人們所熟悉，並已在其它商用技術（例如寬頻CDMA技術）中獲得驗證，然而發展射頻和類比電路以及高速類比數位轉換器來處理這種極寬頻訊號卻是項艱鉅挑戰；除此之外，數位複雜性也必須變得很高（至少16個RAKE fingers），才能從多個傳輸路徑獲取足夠能量，滿足110Mbps系統的10公尺傳輸距離要求。

除了頻譜配置之外，聯邦通訊委員會還規定每個UWB訊號至少必須佔用500MHz的10dB頻寬。就許多方面而言，此規定已對UWB通訊系統設計造成革命性影響，因為它們不必再使用整個頻帶來傳輸資訊，而是將頻譜分成幾個次頻帶，每個次頻帶的頻寬約為500MHz；藉由將符碼分散到不同的次頻帶，UWB系統仍能像使用整個頻帶一樣，保持相同的傳輸功率。

這種做法的好處是資訊的處理可在大幅縮小的頻寬內進行，讓設計複雜性降低，功耗和成本減少，頻譜彈性和全球電信法規相容性則獲得改善。其它優點還包括讓設計使用更低速率的類比數位轉換器，數位複雜性也能夠簡化。利用這種方法設計的系統通常被稱為多頻帶系統。

瞭解多頻帶技術

在多頻帶系統中，每個次頻帶的資訊都能利用單載波（脈衝式）或多載波（OFDM）技術傳送。

單載波多頻帶系統是藉由極窄脈衝的相位調變來傳送資訊，這類系統的主要優勢是發射器的設計很簡單。這種方法也有缺點，包括：若只用一個射頻訊號處理鏈，將很難蒐集到足夠的多路徑能量；發射器和接收器的切換時間必須很短（少於100 ps）；類比前端零件造成的群速延遲變化（group delay variation）會對接收器的訊號處理產生極大影響；以及為了避免窄頻干擾而可能造成的頻譜資源浪費。

多路徑能量的蒐集也是一個重要問題，因為它會決定通訊系統的傳輸距離。事實證明若用一個射頻接收鏈，脈衝式系統將無法達到所要求的10公尺距離；相形之下，多頻帶方法最終卻有可能達到必要的距離，但其代價通常是接收器的複雜性增加（例如多個射頻接收鏈），功耗變大，類比晶粒的面積增加，還有設計時間變長。

另一方面，多載波的多頻帶系統則是採用正交分頻多工（OFDM）技術在每個次頻帶傳送資訊。OFDM擁有多項良好性質，包括很高的頻譜效率、對於射頻干擾的固有抵抗能力、在多路徑環境中能夠穩定地工作、還能很有效率的擷取多路徑訊號能量；除此之外，這種技術也早為人們所熟悉，並在其它商用技術中（例如IEEE 802.11a/g）獲得驗證。

這種方法的主要優點是它只要使用一個射頻訊號處理鏈，就能蒐集到多個路徑的訊號能量；切換時間的要求會變得較寬鬆；不再受群速延遲變化的影響；接收機處理窄頻干擾問題時，不必再犧牲次頻帶或資料速率。這類系統的唯一缺點是發射器的複雜性略為增加，因為它必須執行逆向快速傅利葉轉換（IFFT），峰均比值也可能稍微高於脈衝式多頻帶技術。

多頻帶OFDM架構

先前已經簡單介紹了設計人員所能採用的各種多頻帶方法，現在進一步討論以OFDM為基礎的多頻帶方法。

在多頻帶OFDM系統的初期應用階段，只使用3.1～4.8 GHz的頻帶，而聯邦通訊委員會又規定UWB訊號的頻寬至少須為500 MHz，所以只有三個次頻帶可供運用。(圖一)是在所指定的頻譜中配置這三個次頻帶的一種方式。

《圖一　多頻帶OFDM系統次頻帶頻率分配》

採用該頻率規劃方式的原因有二：首先，它能在頻道一的低頻端和頻道三的高頻端提供足夠的保護頻帶（guard band），使得通道預選濾波器（pre-select filter）的設計更簡單。其次，它確保發射器和接收器在幾奈秒內，就能切換至下一個中心頻率。

(圖二)是OFDM符碼在多頻帶OFDM系統中傳送的範例，從圖中可看出第一個OFDM符碼是在頻道一傳送，第二個OFDM符碼是由頻道三傳送，第三個OFDM符碼是在頻道二中傳送，第四個OFDM符碼則是由頻道一傳送，以此類推。

《圖二　多頻帶OFDM系統時頻交錯範例》

圖二假設時頻交錯（time-frequency interleaving）的執行只涵蓋三個OFDM符碼，但在實際應用中，時頻交錯的週期遠大於此，每個超訊框（superframe）和微網（piconet）所使用的時頻交錯長度和樣式都可能不相同。

從圖二可清楚看出，每個OFDM符碼的前端都會加入一個循環字首（cyclic prefix），每個OFDM符碼的後端還會加上9.5 ns的保護區間（guard interval）；加入保護區間是為了確保在所有通道環境和所有的資料速率下，它都只需要一個射頻發射機和射頻接收機，發射機和接收機也有充份的時間切換到下個通道。

(圖三)是多頻帶OFDM系統發射機架構的方塊圖範例，除了載波頻率的改變是根據時頻交錯的樣式之外，這部發射機的結構與傳統的無線OFDM實體層非常類似。為了減少複雜性，這個架構還做了些其它修改。

《圖三　多頻帶OFDM系統發射機器架構》

多路徑之強固性

OFDM系統利用低複雜性接收器，就能有效解決訊號分散到多個傳輸路徑的問題。加入一個循環字首會使得它與通道脈衝響應的線性旋積（linear convolution）像是環形旋積（circular convolution），而時域的環形旋積又相當於離散傅利葉（DFT）的頻域乘法運算，因此只需要單一級數（one-tap）的頻域等化器，就足以消除多路徑通道的效應。

循環字首的長度決定了它能從多個路徑中擷取出多少的訊號能量，循環字首區間（CP window）以外的多路徑能量則會造成載波間干擾（inter-carrier-interference），因此在選擇循環字首的長度時，應將多路徑能量損失以及載波間干擾所造成效能衰退幅度減至最少，同時讓循環字首所帶來的額外處理負擔儘量降低。

UWB通道模型具有高度的發散性，最惡劣通道環境下的均方根值延遲擴散時間（RMS delay spread）會達到25 ns。(圖四)是循環字首長度對於4至10公尺、非可視範圍的通道環境所可能造成的影響。

《圖四　在4～10公尺、非可視範圍通道環境所擷取多路徑訊號能量與循環字首長度關係》

圖四中的載波間干擾與訊號比值是取自解碼器的輸入端，它還包含110Mbps的處理增益值。為了要有效率的擷取多路徑能量，並將所有通道環境下的載波間干擾／符碼間干擾減至最少，循環字首的長度被選擇為60.6ns。

音調配置（Tone Allocation）

增加OFDM系統的音調數目，就能減少循環字首帶來的額外負擔；但另一方面，這種做法需要更多的快速傅利葉轉換／逆向快速傅利葉轉換（FFT/IFFT）方塊，相鄰音調之間的距離則會縮小。

為了在循環字首的額外處理負擔和快速傅利葉轉換的複雜性之間做出最佳取捨，多頻帶OFDM系統使用128個音調。為了符合FCC的規定，UWB訊號的10dB頻寬至少必須為500MHz，這意味著它至少要使用122個音調，因此128個音調被分成100個資料音調、22個前導音調（pilot tone）以及6個空音調（null tone）。

在22個前導音調中，有12個是業界標準所規定的前導音調，另外10個則是使用者定義的前導音調，利用這12個業界標準前導音調，就足以估計和追蹤載波／時序頻率失配所造成的相位變化。頻譜邊緣的音調可以是空音調或使用者定義的前導音調，讓通道選擇濾波器的規格不必那麼嚴苛。

峰均功率比

OFDM系統對於峰均功率比（Peak-to-Average Power Ratio；PAPR）的要求是評估系統能否採用CMOS製程技術的一項重要參數，如果峰均功率比的要求很高，發射器的數位類比轉換器就必須提供更高的傳輸功率；若允許這個數位類比轉換器出現小比例的截波（clipping），那麼峰均功率比的要求就可以降低。

對於OFDM多頻帶UWB系統，將峰均功率比限制為9dB會使得效能衰退幅度小於0.1dB；另外，聯邦通訊委員會還限制UWB系統的傳輸功率為-41.25dBm/MHz，因此多頻帶OFDM系統的平均傳輸功率是-9.5dBm，而9dB的峰均功率比會使得峰值傳輸功率小於0dBm，這項要求利用CMOS製程技術即可實現，不需要外接功率放大器。

頻譜彈性

由於UWB頻譜的使用無需授權，UWB裝置必須與使用相同頻譜的其它裝置共存，這是很重要的要求。除此之外，不同地區對於UWB頻譜的配置方式也可能不同，例如日本政府已將UWB頻譜內的幾個窄頻帶分配給電波天文觀測台使用，因此鼓勵無線系統發展廠商避免使用這些頻帶。

利用軟體來動態關閉某些音調或是通道，多頻帶OFDM系統就能符合不同地區的法規要求，這項功能可以幫助多頻帶OFDM系統在世界各地獲得採用。

多頻帶OFDM系統的彈性及動態特性使它能和現在及未來的許多無線技術共存，對於窄頻干擾源的強大抵抗能力是OFDM的主要優點之一。

由於音調之間的距離為4.125MHz，多頻帶OFDM系統的解析度遠小於脈衝式多頻帶系統的500MHz頻帶解析度。任何窄頻干擾源至少會影響幾個OFDM音調，但可以利用FEC編碼技術將這些音調中的資訊還原。

複雜性／功耗

或許有人認為OFDM是很複雜的調變技術，其實多頻帶OFDM系統是經過特別設計的低複雜性解決方案，它會將傳送符碼限制在QPSK訊號群內（constellations），使得數位類比轉換器／類比數位轉換器只需提供較小的解析度，數位基頻的內部精準度，特別是快速傅利葉轉換的精準度也得以降低。模擬結果顯示在典型的資料速率下，接收機執行四位元量化所造成的精確度下降還不到0.1 dB。

相較於IEEE 802.11a系統，這種系統也使用較大的載波間距，這是它能擁有較低複雜性的另一個原因。載波間距若很大，載波合成電路的相位雜訊要求即可放寬，對於同步錯誤的抵抗能力也更強大。

無論是系統簡單性，或是多路徑能量的擷取效率，多頻帶OFDM的優勢都勝過其它可能的UWB系統，例如在102.4MHz時脈速率下，多頻帶OFDM系統所要求的128點IFFT/FFT只需在每個時脈週期內執行10次複數乘法運算，這個複雜性相當於採用單載波多頻帶技術、並以256MHz速度工作的4-tap RAKE接收機。

多頻帶OFDM系統是專為單類比接收機鏈而設計，不但大幅簡化整體架構，還能使用目前正在供應中、並已通過市場考驗的射頻設計技術與零件，進而縮短新產品的上市時間。(表一)是多頻帶OFDM系統採用90奈米CMOS製程時的功耗估計值。

《表一　多頻帶OFDM系統採用90奈米CMOS製程時的功耗估計值》

系統效能

根據各種資料速率和通道環境下的模擬結果，我們得到了多頻帶OFDM系統的效能評估值，這些模擬包含數位類比轉換器對於訊號截波所造成的損耗、類比數位轉換器所導致的資料精準度下降、封包擷取、通道估計、時脈頻率失配以及載波恢復／追蹤等等。(表二)是目標封包錯誤率為8％時，系統仍能達到90％鏈結成功率的距離範圍，這些結果證明系統在110Mbps速率下，仍能提供11公尺的傳輸距離。

《表二　多頻帶OFDM系統在各種資料速率和通道環境下達到90％鏈結成功率的距離範圍》

結論

本文所描述的多頻帶OFDM系統提供了以CMOS技術為基礎、設計完全符合業界標準的UWB通訊系統技術細節，這種系統不但低功耗、低複雜性和低成本，而且隨著資料速率及通道條件的不同，它還能在超過10公尺的距離外，以110Mbps以上的資料速率傳輸通訊。除此之外，採用多頻帶OFDM技術的系統也擁有較大的彈性，因此它們不但能和現有的無線技術共存，還能調整配合不同地區的各種法規要求。（本文作者任職於TI德州儀器）