超宽带放大器具有非常广泛的应用，例如在光纤通讯系统里的调变驱动电路、前置放大器和后置放大器，或是在毫米波系统、感测系统和仪测系统里的放大级，以及超宽带无线电通讯里的低噪声放大器和功率放大器。因此为达到低位错误率，在一个宽广的频率范围，线性的相位响应，低增益变动及固定的群延迟是基本需求。分布式放大器非当适合用来实现微波宽带系统运用的宽带放大器。

随着多媒体运用的普及，宽带通讯系统的需求愈来愈高。为了达到高传输率，在有线通讯方面以光纤通讯为代表，而在无线通信方面则以超宽带无线通信（UWB）为目前最热门的研究题目之一。此外，由于面积小、低成本及数组组件扩充容易等因素，宽带系统在无线电天文望远镜上的运用亦相当有吸引力。宽带系统的操作，需要具有高成本效益、平坦频率响应及高带宽特性的电路。因此适合如此需求的电路设计一直是研究的关键。分布式放大器（Distributed Amplifier）被广泛地用来实现宽带放大器。

宽带放大器

宽带放大器的设计，主要基于组件的功率增益对频率的递减 (通常是 6 dB/octave)、组件输出入带宽以及整个放大器对频率的稳定性。用来实现宽带放大器的典型架构如图一所示[1]。分布式放大器有时又称为行进波放大器（Traveling-wave amplifier）。相对于其他宽带放大器，如平衡式放大器（Balanced amplifier）、回授放大器（Feedback amplifier）、电阻匹配式放大器（Resistive-match amplifier）及主动匹配式放大器（Active-match amplifier），分布式放大器提供了具有平坦增益、线性的相位响应和良好输出入损耗的超宽带放大功能。分布式放大器对于制程变异的敏感度相当低，适合用来设计超宽带低噪声放大器，而且设计和制造上相对简单许多。此外因为组件数目、组件大小、传输线特征阻抗和放大器截止频率都可以依照特定组件或芯片设计要求改变，设计上可说相当具有弹性。

《图一 典型的微波宽带放大器架构[1]》

分布式放大器操作原理

分布式放大器的概念可以回溯到公元1937年一个英国的专利[2]。在公元1940年间，分布式或称行进波技术，己被广泛用来实现相当宽带的电子真空管放大器[3]-[4]。因为主动组件的输出入寄生电容被吸收到合成传输线（Artificial transmission line）的分布式结构中，分布式放大器的增益带宽乘积基本上有可能超越晶体管的单增益频率。一个分布式放大器包含输入及输出的合成传输线以及其中的主动组件。其中合成传输线是由积集电杆和晶体管的输出入寄生电容所构成，分别称为闸线（Gate line）及汲线（Drain line）。当电波延着闸线传输，会依序激发其上晶体管的闸级，并且透过晶体管的转导转换到汲在线。如果闸线和汲线的相数度是相等的，则同相位的讯号延着前进方向在到达输出端时会相互加成。反相位的讯号会延着反方向传输，并且被汲线的终端电阻所吸收。

分布式放大器小讯号分析

为了简化分析，我们使用仅包含主要寄生效应的简化晶体管模型，如(图二)，来取代电路中的主动组件。如此，分布式放大器的等效电路如(图三)所示。由图上可以看出这放大器包含两条串联电感并联电容合成传输线，及附载其上的主动晶体管。合成的闸级和汲级传输线可视为定k值线（constant-k line）[5]。由于在传统的放大器中，转导的增加通常会被伴随着的输出入电容增加所抵消，因此传统放大器的增益带宽乘积无法藉由增加并联晶体管的数目来提高。但是分布式放大器则可以克服这个困难，因为增加各别晶体管的转导并不会增加整个放大器的输出入电容。

《图二 简化的晶体管模型》

《图三 典型的微波宽带放大器架构》

如果忽略闸级电阻()而且晶体管的相位移远小于波长，则图三中闸线的截止频率、特征阻抗和各区段的相位移可以下列式子表示[5]：

《公式一》

同样地，汲线的截止频率、特征阻抗和各区段的相位移可以下列式子表示[5]：

《公式二》

当闸线各区段的相位移等于汲线各区段的相位移时()，也就是闸线和汲线的截止频率会相等()，每一个晶体管放大的讯号会延着输出（汲线）传输线同相位相加。任何延着输出传输线反方向传播的电波会被中端电阻所吸收。

闸/汲在线的衰减

传输线的衰减是决定分布式放大器频率响应最重要的因素，其中又以闸线为最主要。低通型定值传输线的衰减和相速度是频率的函数。闸线和汲线的衰减量可以分别用下列的关系式表示[5]：

《公式三》

而这些衰减特性分别是和的函数，如(图四)所示。经由观察可知，闸线的衰减对于频率的敏感性比汲线高许多，因此整个电路的频率响应主要是由闸线所决定。另外值得一提的是，闸线的衰减在直流时并不为零。而且，藉由减小和可以降低闸线和汲线的衰减。因此主动组件的选择是要选择较小的（同样地也是）乘积。

《图四 (a)闸线和(b)汲在线的衰减相对于常态化频率的关系》

经由先前的基本概念介绍，可以进行更深入的分析。假设为达到适合的放大器效能，闸线和汲线每区段的相位移相等，则两传输线的截止角频率也一定会相等。在这样的条件之下，分布式放大器的功率增益可用下面式子表示[6]：

《公式四》

如果串联放大器间有一个理想的阻抗转换器，来把汲线阻抗转换为紧接着的闸线阻抗，则串联式放大器的电压增益可以由功率增益得到。这个电压增益可以用下面式子表示[6]：

《公式五》

合成传输在线主动组件之电阻项(和)所造成之衰减效应相当明显，放大器的级数不能够无限制的增加。这是因为增加级数提高了增益但也增加了传输线的衰减量。经由分析上式，在固定频率下，最佳的级数可以用下面式子表示[6]：

《公式六》

假设主动组件的闸级和汲级衰减量很低，虽然最佳级数有可能很大，但是实际上当级数大于8时，对于增益的提升并不是很明显。就目前典型的情况而言，除非是目前最佳的组件，当级数大于4时对增益增加有限。在功率分布式放大器的设计下，级数的选择有额外不同因素的考虑，此时晶体管大小、组件的驱动能力及饱和特性曲线都是考虑的因素之一。

设计范例

由于近年来互补式金氧半场效晶体管（Complimentary MOSFET or CMOS；金氧半）制程微波效能的提升、系统整合能力高和量产成本低，金氧半微波芯片越来越流行。基于以上传统分布式放大器的优点，结合金氧半制程的优势，金氧半分布式放大器是目前运用于宽带微波系统的关键组件之一。进一步把这个概念运用在14GHz和22GHz金氧半串迭分布式放大器[8]、14GHz转阻放大器和30GHz转阻放大器[9]的设计中。在这里以两个金氧半分布式放大器来说明其设计方法及所面临的问题。

Dc-14GHz金氧半串迭分布式放大器[8]

串迭架构因为具有高增益、宽带、高输出入隔?度以及可变增益等优点而闻名。串迭架构广泛地被运用在如混波器、倍频器以及分布式放大器之中。(图五)是我们所提出金氧半串迭分布式放大器的完整电路架构，包含输出和输入的传输线和用来耦合两者的串迭金氧半晶体管，在电路中使用串迭的放大单元和m-衍生匹配区段（m-derived matching section）[5]架构，有效地提升了增益及带宽的效能。由于定k值传输线（constant-k line）[5]的特征阻抗是频率的函数，而且在截止频率时会趋近于无限大，因此使用m-衍生网络结合终端电阻来和合成传输线达到阻抗匹配的目的。如此操作频率可以达到0.8倍的截止频率。串迭组件大小为64指160微米。由于在传统串迭晶体管中有一个大的回授电容，因而会使串迭架构较不稳定。我们在共闸级晶体管的闸级端加入阻尼电阻来增加稳定度。

组件模型和电磁仿真在设计高频电路的重要性，除此之外，电磁效应在高频电路的效能也占了十分重要的地位，尤其当芯片的操作频率大于10 GHz。需要额外考虑电磁效应的地方，包括组件和组件之间的链接线、链接线的转折、多个接线的接点和过长的电容。尤其一个准确的电磁仿真方法不但要能提供不连续点的电磁效应，还要能准确预测任意大小的电感效能。因此，进一步地发展了一套结合电磁仿真软件和电感实际量测结果的方法，用来预测制程厂所没提供的电感效能和不连续点的电磁效应，以便在电路设计时可以一并考虑电感及电磁效应。

《图五 金氧半串迭分布式放大器完整电路架构》

放大器是使用标准0.18微米 CMOS制程。(图六)是芯片的照片，芯片面积为1.0 x 1.6平方厘米。这个芯片是使用点针直接量测。量测和仿真的结果如(图所示。功率增益为10.6 ± 0.9 dB。噪声指数介于3.4 dB到5.4 dB之间。输出入损耗大于11dB。仿真和量测结果可说相当吻合。和发表的分布式放大器文献相比，依然是目前使用标准CMOS制程设计之分布式放大器中，增益带宽乘积对直流功率之效率最高者。

＜注：芯片面积1.0x1.6平方毫米＞

《图七 金氧半串迭分布式放大器量测结果和仿真结果比较》