在一切講求e化的世代，電子產品幾乎圍繞在我們的週遭，成為我們生活中的一部分。例如筆記型電腦、手機、印表機、顯示器、TV及DVD/VCD等電子產品，其電源或充電器，都是內建或外接式的，這些AC/DC power supply，Adapter或Charger因沒有開關可與電源線完全斷開，所以只要插在電源插座上就會耗電，因為我們有太多電器在不使用時仍然將插頭插在電源線上，使得這些電器產品持續消耗著電力，隨著新開發的電子產品普及化，我們所浪費的電力也愈來愈多。

歐洲標準建置

在地球有限的資源下，我們不能無限制的耗盡能源，於是對於電源轉換器的要求也越來越嚴苛，希望將資源做最有效的運用。基於這個原因，歐洲於去年一月一日起，即對輸入功率小於75W的電源供應器在無／輕負載時最大功率損耗做出規範。(表一)

在美國方面，由於美國國內一年浪費在電器電子產品的standby power上，大約有35億美金之多，因此美國布希總統於去年7月簽署了一份行政命令，要求所有的聯邦政府機構，優先採購standby power低於1W的產品，由於聯邦政府機構為美國國內最大的消費團體，其影響力將迅速擴及所有電器電子產品供應商。

基於歐洲及美國此全球兩個最大的經濟區域已開始實施新的standby power能源法規，所以電源供應器設計者應設計出更節省電力的產品，以符合這個規範，所以將來的交流轉直流 (AC/DC) 的電源供應器可能都必須改用Switching mode power supply (SMPS)方式來設計，而傳統的被動式變壓器，因無法做到省電功能，會被加速取代。

新型SMPS設計

以往低瓦特數的SMPS大多以Flyback架構設計，其PWM控制器大多是以UC384X系列最為常見，因為它是屬於Current Mode PWM，且價格低廉、應用電路多且穩定，不過它目前面臨了一個危機，以它原有的製程與特性，若不增加額外的電路輔助，空載時不可能低於1W，更何況是0.75W以下。

實際上，由於半導體製程的進步及電路的創新，新一代的384x在規格及功能上，已大幅超越傳統的UC384x。以最新的SG3842G應用於60W (19V/3.16A) 的adapter為例，可輕易的達到standby power 0.75W　240Vac以下；下文我們將針對這部分做探討。

耗電來源

3842在flyback的應用電路中，空載時的耗電來源可分為兩大類(表二)，由此可知，降低3842的啟動電流及工作電流對於減小功率散逸有相當程度的幫助，這部分可由更改成SG3842G來獲得解決，使這兩個參數分別降到30uA和3.5mA以下 (傳統UC384x的啟動電流及工作電流分別為500uA及11mA)。這樣啟動電阻可以加大至1.5MΩ以上，啟動電阻損耗也由傳統的1.4W降至90mW; Vcc電容亦可由傳統的100uF降至10uF以下。

另一個耗電的電阻是用在3842的SENSE pin，主要的功能是使90Vac和264Vac輸入時的power limit能維持在一定的誤差範圍內。Flyback converter的，雖然輸出電壓(功率)由迴授路徑決定tON來限制，但是Pout_max由tON_max決定，而tON_max由VSENSE=Ip×Rs=1V所需的時間而定；此外3842的反應(延遲)時間tD也影響最大輸出功率。

當IP×RS≧1V時Sense pin將偵測到過電流而將Output pin關掉。在這段反應時間tD，MOSFET還是Turn on同時繼續儲存能量在變壓器上。所以實際的Turn on的時間等於tON＋tD，因此，真正輸出的功率變成: ，雖然tD的時間並不長，一般約在250 ~ 300ns，由於工作頻率高，有很多影響來自於tD。因為工作週期T很小，所以tD相對變的很重要，再加上為了濾除MOSFET turn on瞬間的電流突波，又多了一級RC的延遲(這也是目前許多Current Mode PWM在SENSE pin加了leading edge blanking的原因)，因此必須從輸入電壓VIN對Sense pin做適當的補償，這樣可使最大輸出功率不受輸入電壓影響。如(圖一)所示：

《圖一 從輸入電壓VIN對Sense pin做適當的補償》

電阻RIN之功能可以補償輸入電壓和延遲時間 tD 之間所造成的差異。所以縮短延遲時間tD，則電阻RIN大約可加大到1.0 ~ 3.0M之間。如果啟動電阻與RIN共用一個電阻的話，將可以再節省將近0.1W，設計者只要利用一個二極體(1N4148)及一個MOSFET(2N7002)就可以完成。

降低頻率

降低PWM IC空載時的開關次數對於降低switching loss有極大的助益。所以接下來就是要介紹如何運用一點小技巧讓3842達到某一個負載後，會隨著負載慢慢變輕而線性地將頻率往下降。

首先，我們先要了解3842的工作頻率是由外部的RT和CT來決定的，利用RC的充電，當RT/CT pin電壓充到2.9V時，此pin會sink一個定電流將CT上的電荷迅速的放到1.3V，才又開始下一個週期對CT充電，如(圖二)所示。

《圖二 RT/CT pin電壓與CT上的電荷收放關係》

倘若我們不考慮CT的放電時間，振盪頻率可由RC的充電公式推導而得到工作頻率f在此建議用較高阻值的RT(例如10KΩ)，這樣可以降低3842的工作電流。

當負載由重轉輕時甚至進入空載狀態時，此時3842的COMP pin電壓亦會因迴授而隨之下降，所以我們可以利用此點的電壓得知負載的情形，來決定何時進入power saving。假若負載轉輕時， RT/CT pin 的充電時間變長，頻率因而變慢，所有和頻率快慢相關的損耗，例如:變壓器磁損鐵損，MOSFET switching損耗， snubber 損耗，都將因頻率變慢而降低，傳統UC384x的工作頻率為一固定值，但改用新的SG3842G後，其工作頻率可隨負載轉輕而隨之降低。

斜率補償

《圖三 RL阻值較小的斜率補償》

在連續導通模式下目前都用斜率補償來保持迴路穩定。Current-Mode PWM的操作方式，是以電壓迴授(COMP pin的電壓)的路徑與SENSE pin的電壓(IP×RS)來做比較。

Ip的斜率在迴授的增益上會產生作用，IP = (VIN/LP) ×tON。一個低輸入電壓VIN和一個高感量的LP會造成電流Ip斜率過低，在系統中也造成了高迴路增益和不穩定的因素。在電流迴路加上一個正斜率的斜率補償是個很簡單而且容易的解決方法，並且也限制住最大迴路增益。

部分的設計者以(圖三)的RL&CL做斜率補償，在此應考慮到RL對RT/CT pin造成的影響，若RL阻值太小，會造成RT/CT pin在降頻時CT充不到開始放電的點，造成電路不正常。所以RL應符合下列條件：

《公式一》

在此建議RL＞20RT，在SENSE pin與RT/CT pin上並聯RL/CL後，待RT/CT pin在放電時，CL上所儲存的電荷可能使得SENSE pin上出現低於0V的電壓，而此負電壓將使得OUTPUT pin無法關掉，而形成一個minimum power (在無負載的條件下影響功率損失)。因此針對此現象進行補償，最簡單的方式是在SENSE pin上墊上一個電壓避免SENSE pin有出現0V的可能，墊上去的電壓可利用RL及RF分壓來獲得。為了避免上述的種種問題，建議使用(圖四)的方式做斜率補償，以免對RT/CT及SENSE pin造成不良的影響。

《圖四 較恰當的斜率補償》

RSA和CSA會產生一個正斜率的鋸齒波VOSC，而這個電壓會作用在SENSE pin上產生VSL。

《公式二》

《公式三》

迴路所需要增加的斜率是：(公式四)

其中 RSL＞＞RSA；ΔT由RSA和CSA來決定；NS/NP是變壓器的圈數比；LS是變壓器次級的感量；VO是輸出電壓。

《公式四》

結論

傳統的UC384x current mode PWM控制IC，從發明至今已有16個年頭，對於SMPS工程師而言，可算是最為熟悉的控制IC，大家幾乎是耳熟能詳，應用384x的電子電器產品，也是到處可見，但由於傳統的UC384x已無法符合新能源法規的需求，眾多的電子電器產品勢必面臨重新設計的艱鉅挑戰。

本文所介紹的省電技術，配合使用新半導體製程的SG3842G，將這個IC換上以往的60W Adapter，將周圍的零件值做一些調整，使無載時輸入功率由原來的3W降至低於0.7W，甚至達到0.6W，這將使得原有眾多的電子電器產品，可以立即升級為符合新能源法規需求的產品。＜參考資料:崇貿科技URL:http://www.sg.com.tw＞