宽频接取网路技术现况

网际网路已成为新世纪最具影响力的传播媒体，在上网人口迅速成长的同时，网际网路与多媒体技术的发展，为各项应用服务带来了新的契机。而利用传统拨接上网方式会面临频宽严重不足的问题，因此发展宽频接取网路已迫在眉睫。目前主要的宽频接取网路包括：有线电视混合光纤缆线网路（HFC＋Cable Modem）和数位用户回路（Digital Subscriber Loop；xDSL）等。而其中，以数位用户回路可以利用现有PSTN线路技术来传送高传输率的讯息，而不需要再增加现有基础架构设备的技术，较受瞩目。

xDSL相关发展技术包括：HDSL（High-bit-rate DSL）、ADSL（Asymmetric DSL）、SDSL（Symmetric DSL）、RADSL（Rate-Adaptive DSL）及VDSL（Very-high-bit-rate DSL）等，​​而VDSL是速度最快的xDSL技术，仅利用一条双绞线，即可达到最快速度52Mbps，速度的不同主要依据线路长短不同而定，可以是双向等速的对称传输或双向不等速的非对称传输。xDSL之所以能利用现有之铜绞线高速传送数据资料乃是使用数位通讯调变技术与复杂之数位信号处理技术来克服因传输媒介频宽不足所引起之严重信号失真。在各种DSL系统，最主要之调变技术有三种：垂直正交振幅调变（Quadrature Amplitude Modulation；QAM）、无载波振幅/相位调变（Carrierless AM/PM；CAP）及离散多音调（Discrete Multi -Tone；DMT）调变，其中离散多音调已被正式采用为VDSL的标准。

本文的内容首先会对离散多音调的传输技术做简介，再来会探讨其接收机同步的问题及通道的效应，接着会介绍传收机系统架构的设计方法，也包括基频部份电路与类比前端电路的设计介绍，并以VDSL系统为例子，介绍一有线通讯系统晶片之应用与实现。

离散多音调的技术

离散多音调是一种多载波调变（Multi-Carrier Modulation；MCM）的技术，可视为正交分频多工（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；OFDM）的一种特例。多载波调变的信号是由数个窄频（narrow band）等频宽间隔的次载波（sub-carriers）调变信号所组成，在离散多音调系统里，有效利用频宽的方式是依次通道个别的讯杂比（Signal to Noise Ratio；SNR）情形，在每个次载波传送不同的位元数，当该次载波具较高之传输讯杂比时，则在发送机分配较高之位元传输率给予该次载波，以达到最高的频带使用率，而这样的技术称之为water filling。多载波调变技术是将一个单一的位元串流（bit stream）细分成数个位元串流Xn,k，如(​​图一)所示，以此降低了每个串流的位元速率（ bit rate）。每个位元串流再对映到相互正交的次载波上ψk(t)，接着加总后以非常低的符元速率（symbol rate）传送出去以避免符元间干扰（Inter Symbol Interference； ISI）。由于次载波间的正交特性，在接收端解调信号时可避免于多重的次载波间发生资讯互扰（crosstalk）。

《图一》

正交分频多工或离散多音调系统，如(图二)所示，是利用循环字首（Cyclic Prefix, CP），即图中长度为的区块，来免去接收机须对通道分散（channel dispersion）现象做延迟等化（delay equalization），同时也辅助接收机的同步（synchronization）机制。循环字首是将正交分频多工符元（OFDM symbol）或离散多音调符元（DMT symbol）波形的末段部份复制并串接到符元的前端，有时亦会同时将其前段部份复制并串接到符元的后端，其总长度是约略大于通道的延迟延展（delay spread）。有了循环字首的安排则可包容有限的符元间干扰，另外，由于符元前后是重覆的两段波形，则可以被接收机利用做为同步调整的应用。

正交分频多工或离散多音调的系统是利用逆向快速傅利叶变换（Inverse Fast Fourier Transform；IFFT）来产生时域（time domain）数位的信号，一个逆向快速傅利叶变换的点数若为N，则在频域（frequency domain）上有N个次载波的符元且次载波相互间的频域间隔为1/(NΔt)，其中取样周期为Δt，经过逆向快速傅利叶变换运算后会产生一个NΔt的时域波形。一个完整的正交分频多工或离散多音调信号符元含有N+L个取样资料，如图二所示，其中包含N个逆向快速傅利叶变换所产生的资料及L个循环字首。接着经过数位限频滤波器（pulse shaping filter）后再由数位转类比单元（Digital to Analog Converter；DAC）合成为连续的类比信号并透过前端类比电路发送出去。在接收端方面则是发送端的逆向信号处理，数位信号经快速傅利叶变换（FFT）解调后，即可一步步得还原回原先所传送的位元串流。一个正交分频多工或离散多音调完整的系统架构图显示如(图三)。

离散多音调系统则为正交分频多工系统的特例，不同的地方在于正交分频多工的系统，其经过逆向快速傅利叶变换调变后的信号为复数形式（complex format）以便接着的类比元件再做一次混波升频的处理，这类的应用多在射频传输系统里，如Wireless LAN、Wireless MAN及DVB等。而离散多音调系统，其信号经逆向快速傅利叶变换调变后的信号则为实数形式并且不再做进一步升频的处理，多应用于基频传输的系统里，如xDSL等。欲使输入到逆向快速傅利叶变换单元的复数信号经其运算后​​产生预期的实数信号，则在输入前必须将信号安排成对称的形式（Hermitian symmetric）。若Nsc为欲传送的次载波数，而快速傅利叶变换的点数若为N，则N＝2Nsc，且要传送的所有N个次载波信号要符合对称的要求，如下式所示：

《公式一》

如此，使用两倍运算点数的逆向快速傅利叶变换模组来调变呈对称的输入信号则可使其运算结果为实数。在VDSL系统的应用里，N必须支援8192/4096/2048/1024/512个点，其中512点即为ADSL系统的规格。

离散多音调传手机的通道杂讯、同步问题与通道效应

通道杂讯

(图四)为VDSL系统上传与下传频带分配图，若在可用频带充分利用的情形下则可扩充到17MHz，如(图五)所示，是VDSL系统传输过程中各种信号的功率频谱密度（Power Spectral Density；PSD）图，包括传送到通道的信号（transmission power）为-60dBm/Hz，其中含禁止使用的五个业余无线频带（amateur radio bands）则以带拒（notch）呈现、经通道衰减效应后所接收到的信号（received power）、高斯白杂讯（AWGN），为-140dBm/Hz、调幅广播射频干扰（AM broadcast radio frequency interference），是集中在1MHz附近的窄频干扰信号，以及远端互扰信号（Far-end Crosstalk；FEXT）。互扰信号包括有远端与近端（Near-end Crosstalk；NEXT），如(图六)所示，但由于VDSL系统采分频多工（Frequency Division Duplex；FDD）的传输方式，因此我们只考虑远端的互扰即可。

《图二》

《图三》

同步问题

在一般通讯系统中有两个同步的问题必须去处理：一是取样同步（timing synchronization）、一是载波同步（carrier synchronization）。取样同步的问题发生在发送机（Transmitter；TX）与接收机（Receiver；RX）之间的取样频率（frequency）与相位（phase）有误差，换句话说就是发送机的数位转类比单元与接收机的类比转数位单元（Analog to Digital Converter；ADC）之间的取样频率与相位有误差，如(图七)所示。若接收机的取样回复（timing recovery）机制未能达到理想的取样时基（jitter）要求，则会造成信号的讯杂比下降进而提高了位元错误率（Bit Error Rate；BER）。而载波同步的问题方面，由于VDSL系统为基频传输方式，因此不须要载波同步的机制。

此外，正交分频多工或离散多音调的通讯系统还必须额外做一个同步的回复机制，符元同步（symbol synchronization）。在发送机端将连续的位元串列分配给N个次载波后，以一整个资料区块（block）一次同时做N点逆向快速傅利叶变换运算以产生N点的时域取样资料，再加上L点的循环字首形成一个完整的离散多音调符元，接着再经过平行转序列（Parallel to Series；P/S）的处理，如图二所示，如此不断的重覆动作以形成无数个连续的基频信号如下：

《公式二》

在式子中的Xn,k是第n个离散多音调符元上第k个次载波的信号，且以复数的形式表示；Tu是快速傅利叶变换的区段时间，Tg则是循环字首的区段时间，Ts＝Tu＋Tg；fk＝k/ Tu，取样周期T＝Tu/N。

而在接收机前端则必须透过符元同步的机制以找出连续信号波形中快速傅利叶变换区块（FFT window）的起始点，再经过序列转平行（Series to Parallel；S/P）的处理，接着将循环字首去除并透过N点快速傅利叶变换，以一个区块接一个区块的运算方式来解调出原本所发送的每个次载波上的信号。当同步的问题都被理想的达成时，则接收机收到的基频信号如下：

《公式三》

其中h(t)为双绞线的通道模型（channel model），而w(t)为高斯白杂讯（AWGN）。在信号传输过程中假设通道在一个离散多音调符元传输过程为静态（stationary），则信号在经快速傅利叶变换运算解回后第n个离散多音调符元中的第k个次载波信号如下：

《公式四》

其中Hn,k为通道模型在第n个离散多音调符元中的第k个次载波频率位置的频率响应（frequency response）。此即为通讯通道在频域上对每一个次载波各别造成独立的振幅及相位的影响，理想上可视为平坦（flat）的响应，而这也是多载波调变系统相较于单一载波在面对通讯通道做等化（channel equalization）处理时，其硬体复杂度较低的地方。接下来就针对各种同步问题对接收机在解调次载波时所造成的影响做更深入的探讨。

符元同步（Symbol Synchronization）

接收机在做符元同步时若发生m个取样点的误差时，接收机收到的基频信号如下：

《公式五》

其中必须满足mT＜Tg，否则会造成次载波间的载波间干扰（Inter Carrier Interference；ICI），而m为整数且T为取样周期。信号经快速傅利叶变换解回后第n个离散多音调符元中的第k个次载波信号如下：

《公式六》

由此可知，信号经快速傅利叶变换后所得的次载波将会造成信号星座旋转的现象，且旋转的角度会依次载波编号由0度到2mπ(N－1)/N度，呈线性递增的误差旋转。

取样同步（Timing Synchronization）

若接收机取样有频率及相位的误差时，接收机收到的基频信号如下：

《公式七》

其中|l|＜0.5，并且接收机以(1＋δ)T为新的取样周期。信号经快速傅利叶变换解回后第n个离散多音调符元中的第k个次载波信号如下：

《公式八》

首先，假设取样频率误差为零（δ＝0），亦即接收机只有取样相位的误差（|l|＜0.5），则透过上式可以发现，除了载波间干扰为零之外，上式则可简化如下：

《公式九》

由此可知，信号经快速傅利叶变换后所得的次载波将会造成信号星座旋转的现象，且旋转的角度会依次载波编号由0度到2lπ(N－1)/N度呈线性递增的误差旋转，误差值最大发生在次载波编号第(k＝N－1)会小于π，符合先前|l|＜0.5的假设。另外，当接收机取样的初始相位误差为零（l＝0），且仅存在取样频率误差时，则信号经快速傅利叶变换解回后第n个离散多音调符元中的第k个次载波信号如下：

《公式十》

由此可知，信号经快速傅利叶变换后所得的次载波除了信号星座旋转的现象外，每个次载波的振幅也会受到改变，同时次载波间会有载波间干扰；参考(图七)。然而，以目前的半导体电路设计技术而言，发送机与接收机之间的取样误差频率相对于预定取样频率比值可限制在正负数十个百万分之一（ppm）的范围内。因此，接收机因取样频率误差造成信号讯杂比衰竭量并不会太显著，而真正影响信号解调后的品质是取样相位的误差。不过，相位是来自频率的积分，在设计接收机时不可忽视取样频率误差的存在。

通道效应（Channel Effects）

离散多音调的系统是将宽频的信号分成多个互相正交的窄频次载波加总后来传递，因此接收机收到信号时，该信号虽受到通道振幅与相位随频率的变化而改变，但在窄频宽的次载波所面对的通道效应则可视为平坦效应，如(图八)所示。

传收机架构的设计

一个离散多音调的系统是将多个已载上正交振幅调变（QAM）符元的次载波以分频多工的方式传送，时域的信号是将这些次载波经过逆向快速傅利叶变换运算后而得，接着再经过前端类比驱动电路并以适当的功率传送到通道上；接收机则以相反的信号处理以取回原本的位元串流，整个传收机架构则如图三所示。接下来将针对传收机的同步问题、通道效应及类比前端元件非理想的影响所提出的传收机架构设计做介绍，另外对类比前端电路也会做简介。至于其他基频部份的功能方块在所属的应用通讯系统规范里都可以找到明确的规格介绍，这些方块包括有通道编解码器（channel codec）、位元​​交错与解交错器（interleaving/de- interleaving）及扰频与解扰频器（scrambler/descrambler）。

基频部分电路的设计

符元同步机制

首先介绍符元同步处理的电路设计，其电路如(图九)所示。基频信号经类比转数位元件做数码化后（digitized），利用循环字首与离散多音调符元末段波形重覆之特性做前后资料的相关连积运算（correlation），γ(n)，其观察视窗（windowing）为小于或等于循环字首长(L)，如下式所示：

《公式十一》

当相关连积运算发生尖峰值时，如(图十)所示，表示目前的观察视窗前后的资料区块极为相似或雷同，透过这个方法可以找到接收机所收到的连续波形中快速傅利叶变换区块的起始位置。

《图四》

取样同步回路

取样同步复原的机制多是利用基频解回的信号做为辅助并对其解析出取样频率或相位的误差讯息，配合锁相回路电路，以取样复原回路（timing recovery loop）对取样频率误差做追踪补偿。在离散多音调的系统里，可利用接收机收到的两个向导（pilot tone）次载波其在前后符元间相位变化差来做相位侦测，可由以下的方式实现：

《公式十二》

接着，如(图十一)所示，经过回路滤波器（loop filter）后再透过数位转类比单元将控制信号回授到接收机类比前端来控制压控振荡器（Voltage Control Oscillator；VCO）或压控石英振荡器（VCXO）以进一步调整接收机前端类比转数位单元的取样频率与相位。

《公式十三》

快速傅立叶变换/逆向快速傅立叶变换(FFT/IFFT)处理器

逆向离散傅利叶变换（Inverse Discrete Fourier Transform；IDFT）与离散傅利叶变换（DFT）分别为发送机与接收机的调变器与解调变器，是正交分频多工或离散多音调系统里的核心。离散傅利叶变换的运算量为N平方的等级，O(N2)，若要将它实做成超大型积体电路会需要极大的硬体要求与极高的功率消耗，尤其若实做在VDSL系统里（N最大值为8192点）。因此，有许多快速傅利叶变换（Fast Fourier Transform；FFT）与逆向快速傅利叶变换（IFFT）的演算法被研究出来，使得离散傅利叶变换的运算量由原来的O(N2)降到O(N˙logrN )，其中下标r则为基数（radix）。目前最常被采用在正交分频多工或离散多音调系统里的演算法基数为2、4、8或2-4或2-4-8等。

(表一)为数种可应用在离散多音调系统里的快速傅利叶变换架构之比较，包括单延迟回授路径（Single-path Delay Feedback；SDF）、多路径延迟累积器（Multiple-path Delay Commutator； MDC）以及最近受到极高瞩目的离散哈特利变换（Discrete Hartly Transform；DHT）为基础的快速傅利叶变换处理器。表中列出各架构在超大型积体电路应用时所需的实数乘法器（real multipliers）个数与记忆体（memory）数量之比较。不难发现，以2为基数离散哈特利转换为基础（radix-2 DHT-based）之快速傅利叶变换处理器为最省硬体成本的最佳选择。

《表一　应用在离散多音调系统里的快速傅利叶变换架构之比较》

由于xDSL的系统在传送资料时，在逆向快速傅利叶变换做处理前须将次载波安排成对称的特性（Hermitian symmetric），利用这样的特性配合以下的式子便可将离散哈特利变换与快速傅利叶变换的关系建立起来，并且以较低的硬体成本实现其超大型积体电路。点快速傅利叶变换与逆向快速傅利叶变换的变换公式如下二式：

《公式十四》

N点离散哈特利与逆向离散哈特利的变换公式如下二式。而快速傅利叶变换的运算结果fk可透过下列关系式由离散哈特利变换结果yk得到。

通道频域等化器

在一般的通讯传输系统，在一个资料片段（frame）真正开始传输使用者资料之前，发送机会先传送一段接收机已知的前置资料（preamble）或称训练序列（training sequence）供接收机做自动增益控制器（Automatic Gain Control；AGC）调整、各种同步机制调整及传输通道估测（channel estimation）。在离散多音调的系统里其通道等化器是将宽频信号频宽细分成数个窄频次载波，并个别在频域的振幅及相位做通道效应等化的补偿，因此可利用一个复数乘法器配合估测所得的结点系数（tap coefficient）依序以一个结点接着一个结点的方式来完成，如(图十二)所示。由于开机（start up）时间延迟有限，因此会将通道等化分成前后两个阶段来进行：一是通道估测或称等化器初始值设定（initialization），二是以决策值导向做可适性等化（decision-directed adaptive equalization）。

在做通道估测时常会用到的方式有最小均方差法（Minimum Mean-Square Error；MMSE）及最小平方法（Least-Square；LS）。而以实际电路应用上来说，最小均方差（MMSE）较为复杂而且必须预先得知通道及杂讯的变异数（variance），因此，在均方差（Mean-Square Error；MSE）效能表现上较差的最小平方（LS）法则较利于简化电路复杂度。最小平方法又可称为零值逼近法（zero forcing），其应用式子如下所示：

@公式式子中的Xk为发送机所传出第k个次载波的已知资料，Yk为接收机经快速傅利叶变换解回后第k个次载波的值，而Hk为所有不理想传输效应在第k个次载波频域的频率响应，其中包括有：通道效应、符元同步位移残余（symbol synchronization residual offset） 影响及取样相位误差影响等。而即为Hk的估测值，由于通道效应在资料传输过程可视为静态，且符元同步位移残余及取样相位误差在取样同步机制的全时运作下亦可视为常数（constant），因此，透过对收到的信号Yn,k做反相（inverse）运算即可取回原发送机所传出第n个离散多音调符元中的第k个次载波的资料。进一步为了避免这些不理想的传输效应因时扰（time variant）而降低接收机的效能，以及补强最小平方法在均方差效能上的表现不足，在传送使用者资料的过程会在第二阶段以最小均方法（Least Mean-Square, LMS）做决策值导向的可适性等化，其式子如下所示：

《公式十五》

类比前端电路设计

由于类比电路的不理想性会对整体的系统造成效能降低，或称之为实作损失（Implementation Loss；IL）。类比电路的不理想性包括发送机在信号进入类比元件前会先对数位信号做峰值修剪（clip），这是由于多载波通讯系统其信号振幅的峰均值（Peak to Average Ratio；PAR）会较单载波通讯系统多出许多，这不但会使发送机的数位转类比单元及接收机的类比转数位单元其所需位元数增加之外，发送机前端连接电话线的线驱动器（line driver）其所须的线性增益范围（linear range）也高出许多，而这些都大大增加了类比电路的设计成本。峰值修剪可降低信号的动态范围（Dynamic Range；DR）但会造成原信号的非线性也增长了信号在频域反应的裙带（side lobe），后者的效应若严重的话会使得传送出去的信号违反传输功率遮罩（transmission power mask）的要求。有许多的数位信号处理技术可减少信号必须做峰值修剪的机率或减少峰均值以降低信号的动态范围。多载波信号的动态范围，其中包括了6dB的杂讯边界（noise margin），可透过下式求得：

《图五　》

其中M为次载波上传输信号星座的位元数；N'为实际用来传输资料的次载波个数；发送机的数位转类比单元所须位元数则为DR/6，而接收机的类比转数位单元则会多一或二个位元数以包容因非线性传输造成的峰均值再增（re-growth）及非理想的接收机前端自动增益控制器的影响。

另外，类比元件的非线性特性会造成信号的谐波失真（harmonic distortion），以谐波失真总值（Total Harmonic Distortion；THD）将之量化来看待该类比元件的线性度（linearality），而所设计的类比元件其谐波失真总值必须低过信号的杂讯最低限度（noise floor），也就是信号减去动态范围的值。另外，在多载波通讯系统里，由于传输的频宽里布满了次载波，类比前端的非线性对整个系统效能所造成的影响将会比单载波通讯系统来得严重，因此，设计类比前端电路时，除了要符合谐波失真总值的要求外，还要符合多音调功率比（Multi-Tone Power Ratio； MTPR）的要求。多音调功率比的模拟方法类似谐波失真总值的模拟方法，唯前者是在电路的输入信号为布满频宽的多根音频，借此模拟所传输的信号特性，再由其中未安排任何音频的频率位置来看信号与谐波的功率比值。由此所得到的多音调功率比值会比谐波失真总值来得差，这完全合乎预期，也是在设计多载波系统的类比前端电路时较为实际的方法。

类比前端元件还包括有发送机的低通滤波器（Lowpass Filer；LPF）或称数位转类比单元的平滑滤波器（smoothi​​ng filter），还有接收机前端的反镜像滤波器（anti-aliasing filter） 。在设计滤波器时则须考量它的频宽要求、通带波纹（passband ripple）的要求、线性度要求及滤波器架构阶数（order）的要求等，其中滤波器架构阶数的要求则须配合基频部份的取样频率也就是镜像信号发生的频率位置来考量，使得在有限的转折频带（transition band）内可达到增益衰减的要求。

自动增益控制器（Automatic Gain Control；AGC）

由于通道的长度、品质与特性会造成接收机所接收到的信号其振幅变异，为了不造成接收机前端的类比转数位单元其位元数增加，则会在其前端加上一个自动增益控制器，如(图十三)所示，其目的就是将通道对信号所造成的平均振幅变异补偿到预设值，包括对所接收到的信号做振幅的补强与衰减，如(图十四)所示，横轴为时间单位。

《图六　接收机前端之自动增益控制器与滤波器》

自动增益控制器通常都会采用负回授（negative feedback）的架构以求其稳定性，架构中包含正向的类比单元，含增益单元与滤波器等，而负向则为控制电路，含振幅侦测与回路滤波器等。但这样的架构会增加其收敛的时间，至于解决这个问题的方法则可在回授控制路径上采双路径（dual-loop）的方式，也就是在收敛初期采用较大的回路滤波频宽以提供较快的收敛速度；而在追踪（acquistion）或稳态（​​steady-state）的阶段则采较小的回路滤波频宽以提供稳定度。若要实现这样双回路的控制与频宽精准的要求，最好的方式是在回授控制路径上采数位电路的设计，因数位电路相较于类以电路在面对制程变异与温度影响有较佳的表现。(图十五)即为一个以混合信号双回路式为架构的自动增益控制器，是应用在VDSL上传或下传的接收机前端，用来调整所收到的信号振幅以维持其输出信号之平均峰值振幅在1VPP。

《图七　混合信号双回路式自动增益控制器》

可调频宽低通滤波器（Programmable Filter）

在VDSL系统中，依据线长与传输速率的不同有其相对应的频宽，即1.104MHz×2π，n＝0,1,2,3,4，具有五段的调整，如(图十六)所示。这个可程式化滤波器置于接收机之类比前端，也就是图十五中的低通滤波器（LPF）方块。 (图十七)即为以四阶柴比雪夫（Chebyshev）低通滤波器并辅以一个可程式其频宽的可调频宽低通滤波器架构。由于积体电路设计的滤波器必须考虑被动原件的准确度，所以在这个设计中，加入了一个自我调整（self-tuning）的机制，以克服制程上或温度上的变异所造成的截止频率（ 3-dB cut-off frequency）偏移。频带选择（Band Select）信号是由基频处理器传送过来的信号，用来选定此滤波器的截止频滤。

《图八　可调频宽滤波器架构》

控制电路（Control Circuit）即是用来将飘移掉的截止频滤再重新微调至其正确的位置。微调的机制是利用输入一特定形式的方波，在滤波器的输出侦测其直流（DC）与基谐波（fundamental frequency）成分的相对关系，而在滤波器的输出端将出现一个频率为截止频滤而大小为0.9ADC的弦波，此外还有一个大小为ADC的直流值。故在滤波器的输出端将出现一个直流偏移的弦波，其波峰值为ADC＋A3dB＝1.9ADC，其波谷值为ADC－A3dB＝0.1ADC，这个倍数关系就可以拿来做为截止频滤的基准。控制电路的第一个电路就是振幅侦测器（Magnitude Detector），是用来侦测滤波器输出端的信号其波峰值与波谷值，接着将波峰值除以19后与波谷值做比较，如果比波谷值要大，则表示滤波器此时的截止频滤较高，需要往下调整，反之亦然。

结论

本文针对超高速数位用户回路（VDSL）系统，即一个以离散多音调为传输技术的有线通讯系统，介绍其通讯时面临的各种不理想情况及其对接收机接取到的信号所造成的影响，同时也简介了面对这些不理想传输环境的解决方法与电路架构，包括有同步机制与频域等化器等。另外，文中也介绍了适用于超大型积体电路应用的傅利叶变换处理器。在混合信号方面，也以系统的角度探讨了类比前端电路在设计时必须掌握的方针，同时也展示了一个基频类比前端整合电路的架构与设计。本文的目的是以深入浅出的方式介绍一个混合信号单一系统整合晶片的实现方案。

（作者汪重光为台大电子工程学研究所/台大系统晶片中心研发教授；张景祺为研究生）