摘要

目前行动通讯这类无线通信应用对低耗电、小型化、省成本以及减少零件数等日益增加的市场压力，已经造成学术界与业界重新兴起对直接转换接收器(DCR, Direct Conversion Receiver)的研究热潮，由于超外差(superheterodyne)接收技术的成熟与大量使用，直接转换技术在过去十年左右已经逐渐因为半导体制程技术的进步以及设计技巧的改进而逐渐兴起，这篇文章将讨论有关于DCR技术的各种特性以及所引发的一些相关问题。

介绍

和已经长久使用，1918年由Armstrong[1]所提出的超差外式接收器产品一样，DCR技术的起源可以回溯到二十世纪的前半期，也就是F.M. Colebrook在1924年率先提出单一降频转换接收器的描述[2]，同时采用了homodyne这个名词，进一步的后续发展则带来1947年由D.G.Tucker[3]所发表的一篇文章，率先在接收器上使用了synchrodyne这个名词，主要是针对测试仪器而非射频应用的精密解调装置所设计，而另一篇同样由Tucker在1954年发表的论文[4]也介绍了当时已发表的各种不同单一降频转换接收器，同时清楚地区分了homodyne(有时也称为相关检波coherent detector)与synchrodyne接收器的不同：前者会回直接由如传输端电路取得本地振荡(LO, Local Oscillator)，另一个则会与输入的载波同步产生自动运作的LO。

在过去大约十年间，无线通信市场的兴起以及单晶化集成电路技术的逐渐成形引发了DCR技术的研究热潮，在与其他收发器所需的数字或模拟线整合后，极有可能达到单芯片射频产品的问市，此外，市场也较为偏向多模式、多标准应用，同时并带来了软件化射频技术的发展。

目前的文章通常会参考最近所发表的一些论文[5-6]，它们提供了关于DCR技术的一些深入探讨与研究，同时也讨论了重新兴起的DCR技术热潮。

虽然能够克服传统超外差接收技术的一些问题同时更加容易整合，DCR事实上还是面临一连串的挑战，在简单介绍其他目前已经广泛使用的接收器架构后，这篇文章将会针对直接转换接收技术加以介绍，同时也将提出DCR相关的一些系统层次设计考虑。

传统的接收技术超外差式接收

超外差，或者比较常称为外差式(heterodyne)接收器，是目前使用最广泛的接收技术，这项技术的应用涵盖了个人通信设备到收音机与电视调谐器上，同时经过长期完全测试，并且深为业界所了解。虽然它以各种不同的组合型式[7-9]展现，但基本上都根据相同的原理，也就是让高频RF信号先经过一个频率选择低噪声放大电路，然后再转换到一个较低频率的中频带(IF)进行信号的大幅放大与进一步滤波动作，并依照调变的形式透过鉴相器或直接混波器转换到基频带上，(图一)为这个过程的基本概略描述。

《图一 超外差接收器》

《图二 超外差接收器中的假像信号消除与选择功能(高端LO发射)》

超外差技术伴随着一些优缺点，假像信号去除(image rejection) 就是这个架构普遍面临的问题，在第一次降频转换到IF时，任何在fLO偏移fIF频带范围内的信号，目标信号RF频道的fLO反向处，会在降频转换频道fIF产生一个混波值，在实际设计中，我们通常会使用一个RF带通滤波器，通常为声波表面滤波器(SAW, Surface Acoustic Wave)来在低噪声放大器(LNA, Low Noise Amplifier)之前作频带选择，并在LNA之后加入第二个滤波器来去除假像信号，如果这两个滤波器完全相同，那么它们就会共同分担这两项功能带来的负担，但是我们还是必须要特别在LNA之后加入部份的假像信号消除功能，因为如果没有它的存在，那么LNA的噪声特性将会因为放大后的假像信号噪声混入IF频带而倍增，因此在RF SAW滤波器之外，我们也可以使用其他的被动式滤波技术，如介电质或陶瓷滤波等。由(图二)我们可以看出，IF值越高，假像信号消除滤波电路的截止频率要求也就越宽松，在降到IF频率时，临近频率的干扰会决定该频道的滤波方式，这个工作会在频带选择滤波器的第一个混波器之后进行，通常也是一个IF SAW滤波器。基本上在设计时，主要是依照以下的各种不同变量衡量来取得最好的结果：

．各个滤波器电路提供的过滤功能

．频率的选择规划

．主动电路的线性程度

采用两个IF提供了滤波器选择的额外弹性，但同时也会造成频率选择规划的复杂化。

这个选择功能需要两个滤波器，主要与分段带宽有关，使得它在可见的未来不太适合达成整合，原因是目前采用的硅制程Qs值过低，因此必须要以较笨重的芯片外组件来达成，IF频道滤波器在实现上更是特别需要高Q值的振荡器来达成，IF的值越高，滤波器的分段带宽越松，也就是带宽对中心频率的比值会带来更高Q值的需求，而这个高Q值需求大都是采用压电式SAW与石英振荡滤波器来达成，而这也带来了另外的限制，由于这些滤波器通常需要不太方便的终端阻抗，同时匹配会与相关主动式电路的噪声、增益、线性度与功率消耗等冲突，分段的带宽越窄，滤波器的带通特性也会对各种匹配组件值的误差更为敏感，此外，IF滤波器相对于信号带宽的关连性也越高，再加上使用标准的考虑，使得目前广泛采用的超外差式接收器不太适合作为多重标准运作的应用。不过超外差式技术在高选择性与灵敏度上则有相当不错的表现。

镜信号消除接收器

另一方面，透过三角原理计量法的灵巧应用，假像信号可以在不需要在LNA后端加上假像信号消除滤波器的情况下移除，而这也就是假像信号消除滤波器[8]与[10]的主要原理，首先推出的是1928年所提出的Hartley架构[11]，如(图三)，它在本地振荡采用了两个拥有正交相位关系的混波器，将IF信号分离成同向(I, In-phase)与正交(Q, Quadrature)两个部份，接着在两个信号路径重新混合前将Q部份移位90o，这可使得在两个信号路径上同样相位的目标信号加强，而在两个信号路径相位相反的假像信号则会被消除。Hartley架构的双重使用，也就是Weaver假像信号消除接收器[12]，则透过使用第二个LO加入到另一个IF或基频带来将其中一个信号路径作90o的相位偏移来实施相对相位的偏移，同样也会达到相同的结果，请见(图四)。

《图三 Hartley假像信号消除架构》

《图四 Weaver假像信号消除架构》

不过这些接收器的可靠度会大幅受到I/Q信号路径精确度，也就是说两条不同路径间放大率与相位不平衡度的影响。

《图五 低IF单一转换接收器》

低IF单一转换接放器

低IF单一转换法为DCR的一个产物，请见(图五)，我们会在以下的文章中针对它来讨论，它的主要目的是保护接收器本身避免受到所有会发生在DCR上直流相关问题的影响，同时还能保有DCR不需高Q值IF滤波器的优点，就如名称一样，它不是直接将信号转换到基频带上，而是将本地振荡LO稍微由高频RF载波偏移大约一到两个频道，低IF代表的是IF带通滤波器的分段带宽较大，使得我们能够用低Q值的组件来实现，而IF SAW，或者是同样在高IF值情况下所需要的石英振荡滤波器，就可以利用一个主动式电阻电容(RC)滤波器或其他适合低频率运作，同时容易达成硅芯片整合的滤波器来取代，低IF信号可以透过另一个混波器，甚至采用透过模拟数字转换器在数字领域中转换成基频带信号来转换到基频带上，当然，这会带来快速且高分辨率模拟数字转换器(DAC, Digital Analog Converter)的额外成本。如果IF频率相当于只有一或两个频道的宽，那么我们就无法在高频RF信号提供假像信号消除功能，原因是RF滤波器的带宽必须要大到足够系统所有频道信号通过，因此在这里所有的假像信号去除功能必须要在正交降频转换到低IF值的过程中达成，在基频带转换动作加入后，就与Hartley架构相当类似。

《图六 拥有双转换的宽带带IF》

拥有双重转换的宽带IF

(图六)中的架构与超外差法非常类似，在这里，第一个混波器采用一个固定频率的LO，而所有RF频带的频道则会转换到IF，并且维持原本的相对关系，第二个混波器则采用可以调谐的LO，因此能够用来选择目标频道并转换到基频带上，接下来的低通滤波器则会抑制相邻的频带信号。

直接转换接收器

直接转换接收，或者称为homodyne或零中频(Zero-IF)的作法请见(图七)，这是目前透过载波接收信息的最直接解决方案，不过直到最近十年左右的时间，这个技术才拓展到呼叫器应用之外的领域，例如[13]，虽然它拥有数个非常适合整合以及使用在多频带、多标准运作的特性，但是一些长久以来的观念问题使得它一直处于超外差技术的阴影下。

首先，假像信号的问题不再存在，原因是IF值为零，同时目标频道的假像信号，除了单一旁波带信号之外，只有频道本身，因此只需一个LO，这也代表了只有一个相位噪声来源，因此需要笨重的芯片外加滤波器需求就不再存在，滤波动作只有在低频，也就是基频带下才会发生，同时加入部份的放大功能，这代表着将会在更高频部份耗用更少的功率来推动零件的寄生阻抗，同时也将使用更少的零件，并达到成本降低以及其他优点。在实用上，由于频带外的强烈干扰或遮蔽信号，因此需要在降频转换之前去除以避免造成后续电路饱和而降低接收器的灵敏度，或者产生会在基频带出现的谐振与内调变信号，这样的滤波器事实上可以放在LNA之后。不过DCR本身也带来了一些问题，底下我们就针对它们做进一步的讨论。

《图七 直接转换接收器》

直流偏移

在直接转换过程中，由于目标信号会在整个接收过程中的初期就转换到基频带上，同时除了RF频带选择之外并没有任何滤波动作，因此有许多现象会产生直流信号，并且成为目标频带的信号干扰来源。

LO信号可能会透过非设计的路径传导或幅射到混波器的RF输入端，造成自体混波的现象，并在混波器的输出产生一个不想要的直流成份，请见(图八)。

更糟的是，这个LO的泄漏还可能会到达LNA的输入端，造成更强的干扰结果，这个效应将会造成LO、混波器与LNA整合在单一硅芯片基质上的困扰，因为在这里有相当多造成隔离效果较差的原因，包括基质本身的耦合、地电位的跳动、连接线的幅射效果以及电容与电磁场的耦合等等。

而且较强的频带内干扰信号如果透过LNA放大的话，将可能会传导到混波器的LO输入端，请见(图九)，从而再一次产生自体混波的效果。

《图八 LO泄漏路径》

《图九 储存频带内的干扰信号，由LNA放大》

由于无法做到完全的反向隔离，因此部份的LO功率会经过混波器与LNA到达天线，在频带上成为其他接收器干扰源的幅射功率，可能会让系统无法达成功率幅射的要求标准。

有一点相当值得注意的是，由于LO频率位于接收频带中，因为前端的滤波器对这个LO信号幅射并没有任何抑制效果，而且幅射出的LO信号也可能会经由建筑物或者是移动物体反射，然后又由天线再次接收，如(图十)所示，不过这个效应与前面所提到的LO自体混波与遮蔽信号自体混波比较起来并没有那么重要。

LO或RF信号到反向混波器端的泄漏并不是产生直流信号的唯一来源，任何一个位于偶数阶的非线性成份也可能会产生直流输出，我们会在稍后进一步讨论。

直流信号是否会影响接收器的灵敏度主要是依系统所采用的型态而定，相当明显地，我们希望能够在混波器的输出加上交流耦合来消除这些直流噪声，在呼叫器应用中的某些调变方式，如频率位移编码(FSK, Frequency-Shift Keying)等，在低频频谱成份滤除后会造成些微影响，请见(图十一)。

不过，其他的一些调变方法会在直流产生峰值，同时电容性的交流耦合也会造成重大的信息漏失，因此会大幅影响BER的表现。在如GSM的TDMA系统中，虽然在低频频谱上并没有较大的信号，但是还是不能使用交流耦合，主要的原因是与TDMA系统中必须拥有交流耦合电容的存在相冲突，这个电容值必须要大到足够避免对直流信号造成宽广的凹陷范围，但是又必须小到足以在数据接收开始之前完成所有因接收器电源启动(每个讯框)所造成的转态动作。

《图十 透过天线所发射、反射与折射的LO信号》

《图十一 调变频谱的高通滤波功能》

《图十二 采用DSP的直流偏移消除BER改善效果》

在无法从事交流耦合的TDMA接收器中，未动作时间，也就是在开始接收之前，还是能够藉由将偏移值储存到一颗电容上，然后将它在爆发(burst)过程中由信号路径上减去而加以利用，这和通常用来校正于超外差TDMA接收器中第二个混波器上所发生直流偏移的方法相同，这个混波器的目的是转换到基频带，在这样的情况下，造成直流问题的原因就只剩下LO自体混波的动作，这个方法中，由接收器所产生的直流成份可以透过在接收爆发动作之前的预先测量而取得。

在使用这个方法时，有一点相当重要的是，混波器之前的信号路径需要在直流预先测量时断开，以避免任何较大的遮蔽信号影响到结果，而可能会在任何时间发生的遮蔽信号，通常会造成变动或不定的偏移，而且先测量然后再减去的程序并无法修正这些偏移，原因是遮蔽信号可能会在测量，而非在爆发动作时，或者是在相反的情况下发生。由遮蔽信号带来的直流成份最有效测量方法是消除自体混波的路径，同时将线性程度最大化以便从一开始就避免直流信号的产生，不过如果无法达成的话，还是有可能以在基频带时所执行的数字信号处理动作来将这些直流信号加以去除。

我们可以利用DSP技巧来移除TDMA系统中的直流偏移，使用的是无法在模拟领域中达成的方法，那就是将一个完整时间槽的接收信号予以缓冲，取得平均值，然后在每一个信号的数据点加以移除，所得到的信号结果平均值为零，以GSM这类系统而言，这个作法带来的一个不良影响是任何信号中的直流成份都会被移除，不过这类效应的影响通常相当地小。(图十二)为典型GSM接收器中采用这个方法的情况，这项技术可以透过追踪爆发过程中部份信号的平均值来加以改善，使得它能够侦测到突然的干扰或遮蔽信号，并且只有在它们发生时才去掉这些直流成份。当然，谨慎细心的电路板布局安排同样也可以改善隔离的效果。

非线性度

正如前面所讨论，DCR的另一个问题是它的非线性度，和超外差接收器一样，DCR也有寄生响应的问题，在超外差技术中，它会发生在RF输入频率为：

时，而在DCR中则会发生在

的情况下，当遮蔽信号的载波落在这些寄生频率其中之一，信号就会在转换到基频带时带宽有所偏移，大小则依寄生的位阶而定。

不过更重要的是，不管是否是位在寄生频率上，较大的遮蔽信号同时也会造成DCR中的直流信号，这些直流信号出现在混波器的输出，并透过基频带电路放大，主要的来源是第二阶混波器的非线性度，分别定义为第二阶截止点IP2(second order Intercept point)与第二阶内调变IM2(second order intermodulation)，这些情况可以透过相当良好的平衡电路设计来减缓，不过就在不久之前，由于天线与外差式预选择滤波器通常采用单端式设计，因此混波器与LNA也需要采用单端式设计。

在大部份的系统中，第三阶的内调变相当重要，因为它通常会落在频率范围内目标信号附近，通常称它为第三阶截止点IP3，在直接转换架构中，第二阶内调变则变得相当重要，因为它会产生基频带信号，形成降频后目标信琥的干扰信号，第二阶的非线性度是以IP2来测量，IP2则是以与IP3相同的方式定义，请见(图十三)。

《图十三 第二阶截止点(IP2)》

我们可以进行双音(2-tone)或单音(1-tone)测试，同时IP2则会以双音测试中的低频拍谱外插，或单音测试中的直流成份来定义，直到基本曲线截止，以单音测试为例，输入的信号为：

假设非线性度可以由一个多项式来代表：

那么我们可以由这些方程序与图十三中看出，因第二阶非线性度所产生的直流成份会以基本信号的二倍斜率以对数单位增加。在截止点时

由第二阶所产生的倍增斜率为

噪声

由于在DCR中大部份的放大功能都放在混波器之后的基频带处理电路上，因此低频噪声就成了需要注意的重点[14]，就算是只有数mV的微弱基频带信号也相当容易造成噪声，这就需要更强的射频电路增益以改善基频带电路的较差噪声特性，当然这也必须要考虑到前面提到，因较高射频增益所带来的线性度问题。

闪烁噪声(flicker noise)，也就是1/f噪声，为主要的基频带噪声来源，伴随直流信号路径，它的频谱反应与1/f成正比，在射频线路中，1/f噪声通常会调变到射频信号上，而在采用基频带输出混波器的情况下，1/f噪声会有特别高的转换增益，在实际应用时，闪烁噪声对MOS组件的影响高过双极式组件，通常会以与闸极串连的电压源来看待。1/f噪声会使得在高频线路部份使用MOS的作法复杂化，原因是要将它在MOS制程中降低的主要方法是加大晶体管的尺寸，但这样做则会增加组件的电容值，从而影响到射频增益，因此，在DCR混波器设计上比较喜欢采用双极性晶体管，而在混波器后的第一个基频带电路中，由于在低频情况下晶体管的体积问题还是可行，因此可以采用MOS组件。

I/Q的不匹配性

由于LO的高频率值，因此我们无法用数字的方式来实现IQ解调，模拟式IQ解调电路在两个分支之间会有增益与相位不平衡的情况，同时还会造成直流偏移，这种非完美性将会造成信号回复组合的失真。假设α与φ分别为解调正交埠之间的振幅与相位的匹配误差，而加上的复杂信号就会拥有同相与正交的I与Q成份：

将高频部份滤除：

《图十四 由增益不平衡所造成的IQ解调不完美现象》

《图十五 由相位不平衡所造成的IQ解调不完美现象》

(图十四)与(图十五)显示了这个方法对组合图形的影响，不过在DCR系统中，IQ匹配的问题不像在假像信号消除架构中那么关键，而是只有在考虑到调变的精确度时才显得重要。

事实上已经有一些模拟式或采用DSP的数字式调校与导入方法被提出以修正这些不平衡情况所带来的问题，如[15]。

总结

直接转换接收器是一个吸引人但也相当具有挑战性的接收技术，最近已经成功地使用不同制程技术实现，并且应用到如呼叫器、移动电话、个人计算机与因特网无线连接卡以及卫星接收器等产品上，同时整合程度也日益提高，相信在不久的未来将可以看到DCR出现在更多的应用上。