美国联邦通讯委员会（FCC）做出裁定后，所有准备都已就绪，只待UWB在市场上展翅高飞。设计人员只要改用多频带正交分频多工调变（multiband OFDM）架构，就能获得所需的弹性、功耗及成本，使得UWB市场蓬勃发展。

过去一年半里，超宽频（UWB）通讯技术受到业界，媒体和学术界的高度重视，引起这阵骚动的原因是此技术可望在实际的多路径（multi-path）环境里，提供从10公尺距离的110Mbps延展至2公尺480Mbps的各种资料速率，而且电力和晶片面积的消耗都非常少。业界预期UWB装置将带来低成本的解决方案，能满足消费者对于资料速率的无尽要求，同时促成新的消费市场出现。

要让UWB系统从实验室环境走向实际系统设计，工程师必须战胜许多传统设计问题，例如复杂性、功耗、成本和弹性；幸运的是，这些问题的解答之一已经出现，多频带OFDM技术能克服其中的许多障碍。本文将就该技术架构做深入的介绍与解析。

联邦通讯委员会施以援手

UWB技术日益获得重视，主要是因为美国联邦通讯委员会在2002年2月做出一项重要决定，把高达7500MHz的频谱（3.1～10.6GHz）释出给UWB装置使用。随着IEEE 802.15.3a等标准的出现，这项决定不但让许多厂商对UWB通讯系统的发展产生极大兴趣，也为产品创新和技术进步带来许多新机会。

虽然联邦通讯委员会已将3.1～10.6GHz的频谱分配给UWB使用，实际结果却证明在现有的射频CMOS技术下，使用4.8 GHz以上的频带只能让整个链路的效能增加1dB，其代价却是设计变得更复杂，功耗也更多。

由于链路效能增加极少，复杂性和功耗却会提高，厂商因而认为3.1～4.8 GHz之间的频带是UWB装置初步应用的最有效频宽；事实上，将频宽上限设定为4.8GHz还能带来几项重要优势，包括缩短产品上市时程，简化射频和类比前端电路（低杂讯放大器和混波器）的设计，使其更容易采用CMOS技术，同时避免来自IEEE 802.11a讯号所使用的U-NII频带干扰。

当然，对于UWB频宽的限制，至少在初期阶段，并不表示将来不能使用整个频宽。随着射频技术进步，使用UWB频带的较高频率部份会变得更有效率，因此在系统定义时若能更具前瞻性和深思熟虑，UWB系统即可提供一条有效的升级路径，使其能于市场条件成熟时升级至此频谱的更高频带。

系统设计问题

若决定使用3.1～4.8 GHz的频带，就有数种方法可以设计UWB通讯系统，其中之一是使用整个1700 MHz频宽，然后利用展频或分码多工（CDMA）技术将传输资讯分散至整个频谱。

利用展频技术建造UWB通讯系统的主要优势在于这些技术早已为人们所熟悉，并已在其它商用技术（例如宽频CDMA技术）中获得验证，然而发展射频和类比电路以及高速类比数位转换器来处理这种极宽频讯号却是项艰巨挑战；除此之外，数位复杂性也必须变得很高（至少16个RAKE fingers），才能从多个传输路径获取足够能量，满足110Mbps系统的10公尺传输距离要求。

除了频谱配置之外，联邦通讯委员会还规定每个UWB讯号至少必须占用500MHz的10dB频宽。就许多方面而言，此规定已对UWB通讯系统设计造成革命性影响，因为它们不必再使用整个频带来传输资讯，而是将频谱分成几个次频带，每个次频带的频宽约为500MHz ；藉由将符码分散到不同的次频带，UWB系统仍能像使用整个频带一样，保持相同的传输功率。

这种做法的好处是资讯的处理可在大幅缩小的频宽内进行，让设计复杂性降低，功耗和成本减少，频谱弹性和全球电信法规相容性则获得改善。其它优点还包括让设计使用更低速率的类比数位转换器，数位复杂性也能够简化。利用这种方法设计的系统通常被称为多频带系统。

了解多频带技术

在多频带系统中，每个次频带的资讯都能利用单载波（脉冲式）或多载波（OFDM）技术传送。

单载波多频带系统是藉由极窄脉冲的相位调变来传送资讯，这类系统的主要优势是发射器的设计很简单。这种方法也有缺点，包括：若只用一个射频讯号处理链，将很难搜集到足够的多路径能量；发射器和接收器的切换时间必须很短（少于100 ps）；类比前端零件造成的群速延迟变化（group delay variation）会对接收器的讯号处理产生极大影响；以及为了避免窄频干扰而可能造成的频谱资源浪费。

多路径能量的搜集也是一个重要问题，因为它会决定通讯系统的传输距离。事实证明若用一个射频接收链，脉冲式系统将无法达到所要求的10公尺距离；相形之下，多频带方法最终却有可能达到必要的距离，但其代价通常是接收器的复杂性增加（例如多个射频接收链），功耗变大，类比晶粒的面积增加，还有设计时间变长。

另一方面，多载波的多频带系统则是采用正交分频多工（OFDM）技术在每个次频带传送资讯。 OFDM拥有多项良好性质，包括很高的频谱效率、对于射频干扰的固有抵抗能力、在多路径环境中能够稳定地工作、还能很有效率的撷取多路径讯号能量；除此之外，这种技术也早为人们所熟悉，并在其它商用技术中（例如IEEE 802.11a/g）获得验证。

这种方法的主要优点是它只要使用一个射频讯号处理链，就能搜集到多个路径的讯号能量；切换时间的要求会变得较宽松；不再受群速延迟变化的影响；接收机处理窄频干扰问题时，不必再牺牲次频带或资料速率。这类系统的唯一缺点是发射器的复杂性略为增加，因为它必须执行逆向快速傅利叶转换（IFFT），峰均比值也可能稍微高于脉冲式多频带技术。

多频带OFDM架构

先前已经简单介绍了设计人员所能采用的​​各种多频带方法，现在进一步讨论以OFDM为基础的多频带方法。

在多频带OFDM系统的初期应用阶段，只使用3.1～4.8 GHz的频带，而联邦通讯委员会又规定UWB讯号的频宽至少须为500 MHz，所以只有三个次频带可供运用。 (图一)是在所指定的频谱中配置这三个次频带的一种方式。

《图一 多频带OFDM系统次频带频率分配》

采用该频率规划方式的原因有二：首先，它能在频道一的低频端和频道三的高频端提供足够的保护频带（guard band），使得通道预选滤波器（pre-select filter）的设计更简单。其次，它确保发射器和接收器在几奈秒内，就能切换至下一个中心频率。

(图二)是OFDM符码在多频带OFDM系统中传送的范例，从图中可看出第一个OFDM符码是在频道一传送，第二个OFDM符码是由频道三传送，第三个OFDM符码是在频道二中传送，第四个OFDM符码则是由频道一传送，以此类推。

《图二 多频带OFDM系统时频交错范例》

图二假设时频交错（time-frequency interleaving）的执行只涵盖三个OFDM符码，但在实际应用中，时频交错的周期远大于此，每个超讯框（superframe）和微网（piconet ）所使用的时频交错长度和样式都可能不相同。

从图二可清楚看出，每个OFDM符码的前端都会加入一个循环字首（cyclic prefix），每个OFDM符码的后端还会加上9.5 ns的保护区间（guard interval）；加入保护区间是为了确保在所有通道环境和所有的资料速率下，它都只需要一个射频发射机和射频接收机，发射机和接收机也有充份的时间切换到下个通道。

(图三)是多频带OFDM系统发射机架构的方块图范例，除了载波频率的改变是根据时频交错的样式之外，这部发射机的结构与传统的无线OFDM实体层非常类似。为了减少复杂性，这个架构还做了些其它修改。

《图三 多频带OFDM系统发射机器架构》

多路径之强固性

OFDM系统利用低复杂性接收器，就能有效解决讯号分散到多个传输路径的问题。加入一个循环字首会使得它与通道脉冲响应的线性旋积（linear convolution）像是环形旋积（circular convolution），而时域的环形旋积又相当于离散傅利叶（DFT）的频域乘法运算，因此只需要单一级数（one-tap）的频域等化器，就足以消除多路径通道的效应。

循环字首的长度决定了它能从多个路径中撷取出多少的讯号能量，循环字首区间（CP window）以外的多路径能量则会造成载波间干扰（inter-carrier-interference），因此在选择循环字首的长度时，应将多路径能量损失以及载波间干扰所造成效能衰退幅度减至最少，同时让循环字首所带来的额外处理负担尽量降低。

UWB通道模型具有高度的发散性，最恶劣通道环境下的均方根值延迟扩散时间（RMS delay spread）会达到25 ns。 (图四)是循环字首长度对于4至10公尺、非可视范围的通道环境所可能造成的影响。

《图四 在4～10公尺、非可视范围信道环境所撷取多路径讯号能量与循环前缀长度关系》

图四中的载波间干扰与讯号比值是取自解码器的输入端，它还包含110Mbps的处理增益值。为了要有效率的撷取多路径能量，并将所有通道环境下的载波间干扰／符码间干扰减至最少，循环字首的长度被选择为60.6ns。

音调配置（Tone Allocation）

增加OFDM系统的音调数目，就能减少循环字首带来的额外负担；但另一方面，这种做法需要更多的快速傅利叶转换／逆向快速傅利叶转换（FFT/IFFT）方块，相邻音调之间的距离则会缩小。

为了在循环字首的额外处理负担和快速傅利叶转换的复杂性之间做出最佳取舍，多频带OFDM系统使用128个音调。为了符合FCC的规定，UWB讯号的10dB频宽至少必须为500MHz，这意味着它至少要使用122个音调，因此128个音调被分成100个资料音调、22个前导音调（pilot tone）以及6个空音调（null tone）。

在22个前导音调中，有12个是业界标准所规定的前导音调，另外10个则是使用者定义的前导音调，利用这12个业界标准前导音调，就足以估计和追踪载波／时序频率失配所造成的相位变化。频谱边缘的音调可以是空音调或使用者定义的前导音调，让通道选择滤波器的规格不必那么严苛。

峰均功率比

OFDM系统对于峰均功率比（Peak-to-Average Power Ratio；PAPR）的要求是评估系统能否采用CMOS制程技术的一项重要参数，如果峰均功率比的要求很高，发射器的数位类比转换器就必须提供更高的传输功率；若允许这个数位类比转换器出现小比例的截波（clipping），那么峰均功率比的要求就可以降低。

对于OFDM多频带UWB系统，将峰均功率比限制为9dB会使得效能衰退幅度小于0.1dB；另外，联邦通讯委员会还限制UWB系统的传输功率为-41.25dBm/MHz，因此多频带OFDM系统的平均传输功率是-9.5dBm，而9dB的峰均功率比会使得峰值传输功率小于0dBm，这项要求利用CMOS制程技术即可实现，不需要外接功率放大器。

频谱弹性

由于UWB频谱的使用无需授权，UWB装置必须与使用相同频谱的其它装置共存，这是很重要的要求。除此之外，不同地区对于UWB频谱的配置方式也可能不同，例如日本政府已将UWB频谱内的几个窄频带分配给电波天文观测台使用，因此鼓励无线系统发展厂商避免使用这些频带。

利用软体来动态关闭某些音调或是通道，多频带OFDM系统就能符合不同地区的法规要求，这项功能可以帮助多频带OFDM系统在世界各地获得采用。

多频带OFDM系统的弹性及动态特性使它能和现在及未来的许多无线技术共存，对于窄频干扰源的强大抵抗能力是OFDM的主要优点之一。

由于音调之间的距离为4.125MHz，多频带OFDM系统的解析度远小于脉冲式多频带系统的500MHz频带解析度。任何窄频干扰源至少会影响几个OFDM音调，但可以利用FEC编码技术将这些音调中的资讯还原。

复杂性／功耗

或许有人认为OFDM是很复杂的调变技术，其实多频带OFDM系统是经过特别设计的低复杂性解决方案，它会将传送符码限制在QPSK讯号群内（constellations），使得数位类比转换器／类比数位转换器只需提供较小的解析度，数位基频的内部精准度，特别是快速傅利叶转换的精准度也得以降低。模拟结果显示在典型的资料速率下，接收机执行四位元量化所造成的精确度下降还不到0.1 dB。

相较于IEEE 802.11a系统，这种系统也使用较大的载波间距，这是它能拥有较低复杂性的另一个原因。载波间距若很大，载波合成电路的相位杂讯要求即可放宽，对于同步错误的抵抗能力也更强大。

无论是系统简单性，或是多路径能​​量的撷取效率，多频带OFDM的优势都胜过其它可能的UWB系统，例如在102.4MHz时脉速率下，多频带OFDM系统所要求的128点IFFT/ FFT只需在每个时脉周期内执行10次复数乘法运算，这个复杂性相当于采用单载波多频带技术、并以256MHz速度工作的4-tap RAKE接收机。

多频带OFDM系统是专为单类比接收机链而设计，不但大幅简化整体架构，还能使用目前正在供应中、并已通过市场考验的射频设计技术与零件，进而缩短新产品的上市时间。 (表一)是多频带OFDM系统采用90奈米CMOS制程时的功耗估计值。

《表一 多频带OFDM系统采用90奈米CMOS制程时的功耗估计值》

系统效能

根据各种资料速率和通道环境下的模拟结果，我们得到了多频带OFDM系统的效能评估值，这些模拟包含数位类比转换器对于讯号截波所造成的损耗、类比数位转换器所导致的资料精准度下降、封包撷取、通道估计、时脉频率失配以及载波恢复／追踪等等。 (表二)是目标封包错误率为8％时，系统仍能达到90％链结成功率的距离范围，这些结果证明系统在110Mbps速率下，仍能提供11公尺的传输距离。

《表二 多频带OFDM系统在各种数据速率和信道环境下达到90％链结成功率的距离范围》

结论

本文所描述的多频带OFDM系统提供了以CMOS技术为基础、设计完全符合业界标准的UWB通讯系统技术细节，这种系统不但低功耗、低复杂性和低成本，而且随着资料速率及通道条件的不同，它还能在超过10公尺的距离外，以110Mbps以上的资料速率传输通讯。除此之外，采用多频带OFDM技术的系统也拥有较大的弹性，因此它们不但能和现有的无线技术共存，还能调整配合不同地区的各种法规要求。 （本文作者任职于TI德州仪器）