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新一代MOSFET封装的热力计算   【作者： Doug Butchers】2004年12月04日 星期六

浏览人次：【12046】 新一代MOSFET封装技术DirectFET，具备小体积、低高度及回路单纯等特点，其中最重要的是拥有电子与散热优势；此种为功率元件设计的封装新方式，在所有与尺寸相关的条件上都比传统封装有所改进，例如极低的寄生电感、电阻以及热阻值。本文将介绍DirectFET的稳态热传效应，并说明它如何能被表现为三个热阻数值；这些数值能为其特别的散热环境产生一最大功率或电流额定功率。 传统封装的温度传导模式 有一种相当简单的方式能评估「传统封装」的额定功率，例如 (图一)中所示之 TO-220。 《图一 典型工业标准 TO-220 结构》 根据图一的结构，一般的假设显然是大部份的电力路径会经过坚固的导线架，其上固定有矽。从那些热度流至「周围」直接或透过一个吸热装置间接与导线架接触。这是一个有根据的假设，封装主体由一封装材料形成，它能依特定指示有效地将矽隔离。 热传导可能沿着焊线到达导线，但是由于导线很少且直径非常小，因此结构相对较小。根据这样的假设，在接合点所产生不超过接合点最大温度的最大可允许功率为： 《公式一》 DirectFET的温度传导模式 对 DirectFET而言，热传较为复杂，热度流经多个方向。首先，热度从接合点流出，经过源极衬垫（以及闸门衬垫），经过基板（substrate）并直接离开到周围或经由任何适用于基板的附加散热媒介；其次，热度从接合点流至“ CAN”表面后离开，或者如果附有一“CAN”吸热装置，则从它的表面离开；第三，热度从“CAN”流出，流经大量的“CAN”材质再回到基板，位置如(图二)中以红色箭号标示处。 即使粗略地与一传统封装相较，DirectFET结构仍会使人想到较多优点。例如一个DirectFET矽制小方块不只有整个汲极表面积与一散热表面接触（经由一导热晶片附着材质），而且有一重要的源极（以及闸门）范围，直接经由它被固定的基板被散热。与只有一个表面的传统零件相较，汲极得益于良好的散热。含有外部吸热装置的等价热阻值网路如(图三)中所示。 《图二 DirectFET中电力路径的方向》 散热选配 如为DirectFET的两个主要表面附加外部散热装置，也可以进一步增进它的热性与电性。首先，做为一表面固定零件，它将经由基板收到有效的散热至它被固定的基板轨迹会促成更多散热，如果几何学适当的话。良好的基板材质选择也将大幅影响它的整体性能。举例而言，较昂贵的IMS基板有极薄的隔离层，与重要的金属底座结合，将比标准的FR4材质好得多。 同样地，适用于“CAN”表面的附加散热装置将有类似的有利影响。在这个情形下出现下列情形： ●小型个别“CAN”吸热装置的使用，如(图四)a。 ●一个涵盖回路中整个“CAN”表面的较大吸热装置的使用，如(图四)b，显示底部或盒子散热的范例。 @內文:现在由于 DirectFET的“CAN”表面是在汲极电位，大部份的回路在某些零件之间将会需要一些电子隔离体。很幸运地，有一些目前市售的电子隔离导热材质正好用于这个位置。这可能形成空隙补强混合物、隔离垫，甚至是黏合剂。黏合剂满足了电子与热传需求，而且永久地将DirectFET附着至它们的吸热装置上。 这对“CAN”散热而言可能通常是一个经济的方式，尤其是当机械设计考虑到这类盒子或底部使用上的便利时。当然，对任何由空气散热的系统而言，产生气流将进一步改善。如使用特别设计的吸热装置配置，这些改善将进一步提高。 《图四 DirectFET的一般散热方式》

对图四(b)与(c)而言对IR目前的两种“CAN”尺寸提供了一些有效热电阻值的指导；这些数值如果适合可能被登录到计算表上。

DirectFET的热分析

DirectFET分析最主要的挑战与它的主要优势有关，那就是多方向电力路径。能有效双倍散热矽装置的能力表示根据在基板与在“CAN”介面的散热，从矽流出的电力将近乎平衡。但是为了能让这些外部散热「附加装置」有正确的热电阻值，有必要在一开始时，即知道在该方向产生的电力路径。

迄今有效的资讯表示已为与“CAN”的接合点或与基板的接合点提供一个个别的DirectFET热电阻值，但是以在矽上产生的总功率为基础而无视于功率分配。这相当有效，但确实限制了数据，因而只能用于一组特定的散热条件。

如果对这些条件有任何改变，这些数值可能无法准确地表示新的情况。

流精热阻值路径电力的改变通常会导致热电阻值数值的改变,参照(图五)。

《图五 典型热电阻值特性》

热力循环的数学分析

图三中的回路可用基本回路技术加以分析，以与它的电子等价物相同的方式来处理热回路。

《图六 有基本假设的热传等价回路》

(图六)的分析结果为：

《公式二》

这个形式的算式最适合高频率回路，其中功率损耗是传导与切换二者造成的结果；对低频率操作而言，切换损耗一般可能不予理会（除非切换过渡期故意延长）。实例如下：

《公式三》

额定功率计算表

之前的方程式全部涉及相当长的算式，所以为了让这些计算较容易，已有一种额定功率计算表可供使用，如(图七)所示。

《图七 Direct FET额定功率计算表》

如图七所示，必要的计算表项目在数字上相当有限；这些项目有些是从其他供应商数据中取得，例如附加吸热装置的数据或DirectFET被固定在其上的基板材质数据‧额定功率计算表是一个「操作」表，只要完成最后一个登录，就会得出答案。

R1、R2、R3 参数

有效内部DirectFET热电阻值之热量定义封装，是由结构的尺寸与材质导电率来决定；(图八)提供这些参数的指示以及它们在略图中的实际位置。 （R1、R2、R3 参数为用于功率计算表的数值，如图七中所示）

ctFET计算表。

《图八 参数R1、R2与R3的实际体现》

功率路径方向

DirectFET额定功率计算表的使用可说明功率路径一些有趣的观点。如图六所示，流经「分流」主要电阻R1与R2的内部等价电阻 R3 的电力，为计算而采用，方向是从基板到“CAN”表面。这将是附加“CAN”散热所在的位置，由于接近与这个表面的接合点，基板表面将较热。如果没有使用附加“CAN”散热，该位置可能被颠倒且“CAN””可能比基板表面热，电力将从“CAN”流回基板。而计算表可自动解决这个问题并使用这个调整过的功率回路来决定最大功率等级。这项知识可能被设计者用于决定要在何处消耗热度以及什么是最经济的方式。

如无附加“CAN”吸热装置，DirectFET计算表仍需为“CAN”表面对周围的有效电阻值登录一个数值。

施加正确功率

为基板散热与“CAN”散热登录计算表需要实际上与流过该介面之特定电力相关的数值。图五显示Rth数值可能因电力而有如何的不同。

如在不自然的气冷状态下散热，Rth数值大致上不受电力影响。较在自然空气流动下的变化小。

这表示对自然散热条件下热电阻值计算表登录而言，可能需要一个反覆的过程以取得最佳准确度。

举例而言，如果“CAN”与基板热电阻值大致相同，则最好先个别登录Rth数值，功率等级被视为约是可容许总功率的一半 。

一旦这项和其他输入功率登录，计算表会产生总功率的答案并同时显示经过基板与基板吸热装置的功率等级如何被平衡。

根据这项资讯，假设个别的Rth数值可依它们的Rth/功率特性和做成的修正加以检查，最后得到该位置，登录的热电阻值对结果中的那些功率路径等级是适当的。

计算表的使用－有VRM电路板的范例

(图九)中显示的四相位同步降压转换器VRM 9.1电路板，侧边设计了DirectFET主功率「开关」，且其他大部份转换器元件例如电感、电容以及闸门驱动积体电路则在另一侧上。图九显示寄生于DirectFET前之电路板电力切换侧。这种方式的主要优点是促进以铝制吸热装置热接触CAN全部八个表面的DirectFET之额外散热。

要将回路功能维持在一个极薄的电子隔离层，导热固定材质对将CAN与吸热装置分开而言是必要的。 （此范例同步Fet为IRF6603 DirectFET与切换Fet IRF6604装置）。

《图九 VRM 电路板的 DirectFET侧（在附加装置之前）》

图九范例中吸热装置的尺寸经过设计（94mm×12mm×11mm）且被固定以使表面积与散热度达最大化；(图十)显示突出物（附有测试导线）。对具有任何半导体热计算与其散热系统者，有必要知道散热元件的散热特性与功率​​路径中任何介面材质的散热特性。

所以对这个排列而言，基板与吸热装置Rth特性是必要的，加上CAN吸热装置介面的热传细节。在评估所有这些Rth特性时，千万要记住考虑适当的热源脚位面积。对基板热电阻值而言，举例来说，数值必须有关完整的DirectFET源极、闸门以及汲极衬垫脚位组，在图九中显而易见。对吸热装置热电阻值而言，热源脚位是CAN表面积。再者，当其他装置大约也是消耗功率时，换句话说，提到正常回路操作时，两者必须代表Rth数值。

使用一块复杂与特殊如VRM电路板的板子，可能这类资讯不是那么容易可自材质供应商处取得，所以测量已依它的热特性进行，请见(图十一)。 Rth特性也因吸热装置而被决定，特别是与DirectFET CAN面积同等面积的热源，CAN在吸热装置上与在VRM电路板上有相同的相对位置。参照(图十二)。

《图十一 根据 DirectFET的VRM基板热传效应》