現今無線區域網路(Wireless Local Area Network；WLAN)發展漸趨成熟，應用也相當普及，世界各國幾乎都在主要城市佈建有密集的無線區域網路熱點(hot spot)，隨著筆記型電腦及攜帶式產品的普及化，無處不在的網路接取儼然成為新時代的趨勢。由於無線資料傳輸需求急遽增加，新一代的IEEE 802.11n規格草案採用MIMO(Multiple Input Multiple Output)技術，希望將多路功率放大器(power amplifier；PA)整合在同一塊晶片上，802.11n規格最大的特點為傳輸量需大於100 Mbps，而為了在同樣的頻寬下傳輸大量資料，新規格將OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)調變方法加以適度修正以增加其頻譜效率(spectrum efficiency)，如較高的編碼速度(coding rate)、較短的防護區間(guard interval)、較大的星座尺寸(constellation size)等等，改良過後的調變方法使得802.11n功率放大器在線性度要求上，比起傳統功率放大器來得更加嚴苛。

除了調變方法的改良之外，另一個接踵而來的挑戰為MIMO收發機的架構問題，最新的802.11n規格草案採取2×2或是4×4的空間多工(spatial multiplexing)傳輸，希望藉以將傳輸量提升2至4倍，同時基於降低成本的考量，我們希望能將多路功率放大器整合在同一塊晶片上。然而，在大訊號操作下，功率放大器之間的訊號耦合效應尚未被驗證，訊號干擾過大將使得原先之線性度條件更加惡化，截至目前為止，尚未發現有專門研究晶片上大訊號耦合效應的文獻，少數相關文獻尚停留在系統模擬的階段 [1]。因此，本文將設計對稱佈局的單晶片雙矽鍺功率放大器電路，目的在研究雙功率放大器之間的耦合效應，並探討其對線性度規格的影響。

802.11n之功率放大器設計

文獻上記載有許多電晶體或電路層級的隔離技術，如多孔矽溝(porous Si trench) [2]，SOI(silicon on insulator)基板 [3] 及質子撞擊(proton bombardment)之高阻值基板 [4] 等等，但它們需要標準BiCMOS製程以外的處理，這在成本考量上是一大負擔。然而，由於深溝隔絕(deep trench isolation) [3], [5] 及防護環(guard ring) [3] 技術已整合在大多數晶圓廠之標準製程中，故本電路設計在佈局時，選擇加入上述兩種技術做耦合訊號的隔絕。

晶片照片圖如(圖一)所示，其大小為1.68mm×1.68mm，其中每個單位電晶體都由深溝隔絕及接地防護環所圍繞，此外，在上下兩路功率放大器之間也加入了相同的隔絕技術，我們希望能同時降低電晶體和電路層級的訊號耦合效應。

《圖一　晶片照片圖》

單一PA的簡化電路圖如(圖二)所示，其中串接有三個共射極單端電晶體，偏壓部分整合了自我偏壓線性化電路，且對溫度敏感度做了最佳化調整，這是為了避免電路因為過熱而影響其高頻訊號匹配，電路的輸出端整合了功率偵測器(power detector)以供系統回饋之用 [6]。匹配電路中的電感部分皆以高Q值的鎊線(bondwire)來實現，不但可以降低晶片面積，且由於高Q值的緣故，理論上之能量損耗較低。我們可藉由偏壓電路調整每級的偏壓電流，以提昇低輸出功率時之功率增加效益(power added efficiency；PAE)。輸出端具有二階諧波(second harmonic)抑制電路，可使得二階諧波訊號經由輸出匹配電路而接地，進而增加電路線性度，根據測量結果，本電路對二階諧波訊號的抑制高達-60 dBc。

《圖二 單一功率放大器的簡化電路圖》 - BigPic:600x234

單一PA在2.45 GHz下之功率特性如(圖三)所示，其中直流供應電壓為3.3V，靜態直流電流為124 mA，小訊號功率增益為26.7 dB，P1dB為24.3 dBm而Psat為25.2 dBm，圖中1.4 dB的增益擴張(gain expansion)是因為加入偏壓線性化機制所造成的。誤差向量大小(error vector magnitude；EVM)是一種評估放大電路線性度的指標，通常以%表示，EVM愈小表示放大電路愈線性，就操作於2.45 GHz之802.11 b/g WLAN規格而言，其線性度要求為EVM小於3 %，在滿足此線性度規格下，單一PA之最大線性輸出功率為22 dBm和18.1 dBm，此時之PAE分別為11.8 %和7.8 %。

《圖三　單一PA之功率特性》

小訊號耦合效應

為了說明雙矽鍺功率放大器之小訊號耦合效應，我們畫出(圖四)之四埠PCB(printed circuit board)小訊號行進方向示意圖，圖中標出輸入和輸出匹配網路的位置，而輸入埠和輸出埠以SMA接頭與測量纜線相接。當上下兩路PA同時操作時，我們希望量到由埠1’進入而由埠4’出來之訊號，此為我們欲探討之耦合訊號，但從埠1’進入的訊號有一部分會由埠2’離開，故合理之耦合訊號表示式為|S4’1’ |-|S2’1’|。然而，就量測考量而言，要量到經過輸入和輸出匹配網路之後的內部訊號較為困難，但根據上下兩路PA和PCB之對稱佈局，可假設通過匹配網路後的S參數為對稱，經過適當化簡後，我們提出等效耦合量之評估指標(figure of merit)為|S41|-|S21|，其單位為dB。雖然訊號在晶片上應該是分散式地耦合，但整體而言仍可將埠1’到埠4’之放大訊號等效成經由PA本身增益及經由PA之間的耦合這兩種形式，又由於PCB上的訊號路徑遠大於晶片上的路徑，故我們可以忽略PCB上之耦合效應。

《圖四　四埠PCB上小訊號流動方向之示意圖》

根據上述之評估指標，計算出之雙功率放大器等效耦合量如(圖五)所示，其在2.45 GHz時有最小值-30 dB，表示在此一頻率下，訊號之行進方向偏好於直線路徑，因此可看出匹配電路所扮演的重大角色，好的匹配電路也同時為抑制訊號耦合效應的重要因素之一。

《圖五　晶片上兩路PA之間的等效耦合量》

在2.45 GHz之操作下，當下路PA的輸入為不同功率之OFDM調變訊號時，上路PA所量得的S參數如(圖六)所示，在(圖六)的(a)及(c)中，上下兩路PA之輸入功率皆為-25 dBm，而在(b)及(d)中，下路PA之輸入功率為0 dBm，對上路PA而言，此為25 dB之功率干擾。由實驗結果可發現，當上下兩路PA之輸入功率相同時，上路PA之S參數幾乎沒有變化，如(圖六)中(a)及(c)所示。然而，當下路PA之輸入功率比上路PA要大25 dB時，由於此時自下路PA耦合至上路PA的訊號在數量級上已經和上路PA原先的訊號差不多，故有相當大的耦合效應，在(圖六)的(b)及(d)中，我們可明顯看出S參數因為耦合效應而產生尖狀雜訊。

《圖六　在不同功率的OFDM訊號干擾下，上路PA所量得之小訊號S參數》

大訊號耦合效應

量測大訊號耦合效應之系統圖如(圖七)所示，我們由訊號產生器E4438C產生調變訊號至輸入端，而其後之功率分離器(power divider)可將訊號分為二路，進入上路PA之輸入功率可透過功率衰減器(attenuator)來降低，等效上造成下路PA功率大於上路PA之干擾效果。當我們欲測量上路PA之電路性能時，我們將下路PA之輸出埠接地，而將上路PA之輸出埠接回89600向量訊號分析儀中進行解調變與訊號分析，量測系統之訊號產生器和向量訊號分析儀皆可由PC控制。

《圖七　量測大訊號耦合效應之系統圖》

《圖八　上路PA在不同干擾功率下之EVM，其中虛線為3 %之802.11 b/g線性度規格》

(圖八)為上路PA在下路PA不同之干擾功率下所量出之EVM。由於IEEE 802.11n規格仍在草案擬定階段，但為了有最大的資料傳輸效益，我們選擇輸入64 QAM(Quadrature Amplitude Modulation)的OFDM訊號。當只開啟上路PA時，滿足3 % EVM之最大線性輸出功率為18.1 dBm，而當下路PA輸入功率與上路PA相同時，我們發現3 % EVM之最大線性輸出功率受到干擾而下降了1.5 dBm，若再將功率干擾增大至10 dB或20 dB時，線性度就開始急遽下降，在功率干擾達20 dB時，功率放大器之線性度完全無法滿足通訊規格。

我們將雙矽鍺功率放大器的整體電路性能整理於(表一)中，其中單一PA之操作表現幾乎可以媲美802.11 b/g矽鍺功率放大器產品。

結論

雖然MIMO收發機可將無線傳輸資料量大幅提升好幾倍，但對扮演射頻前端電路重要角色的功率放大器來說，則有耦合訊號干擾的問題。我們設計在2.45 GHz操作之雙矽鍺功率放大器採用了深溝隔絕及防護環技術，成功地將晶片上等效耦合干擾效應降至-30 dB，然而在線性度方面，當功率放大器受到相同大小之功率干擾時，在滿足通訊規格的前提下，其最大線性輸出功率仍然下降了1.5 dB。為了要能實現更具前瞻性的MIMO單晶片，我們應該進一步研究更有效的電路隔離技術，使得整合在單晶片上的多路功率放大器不但能降低彼此的耦合干擾效應，同時也保有電路原先的線性度。本研究成果已發表於2006年的RFIC Symposium中。

（張環麟為國立台灣大學電子工程研究所博士班學生，林君平為國立台灣大學電子工程研究所碩士班學生，劉致為為國立台灣大學電子工程研究所教授）

參考文獻

（1）S. Woo, D. Lee, K. Kim, Y. Hur, C.-H. Lee, J. Laskar, “Combined Effects of RF Impairments in the Future IEEE 802.11n WLAN Systems,” IEEE Vehicular Technology Conference, vol. 2, pp. 1346-1349, May 2005.

（2）H.-S. Kim, K. A. Jenkins, and Y.-H. Xie, “Effective Crosstalk Isolation Through p+ Si Substrate With Semi-Insulating Porous Si,” IEEE Electron Device Lett., vol. 23, no. 3, pp. 160-162, March 2002

（3）M. Kumar, Y. Tan, J. K. O. Sin, “Excellent Cross-Talk Isolation, High-Q Inductors, and Reduced Self-Heating in a TFSOI Technology for System-on-a-Chip Applications,” IEEE Trans. Electron Devices, vol. 49, no.4, pp. 584-589,April 2002.

（4）Y. H. Wu, A. Chin, K. H. Shih, C. C. Wu, C. P. Liao, S. C. Pai, and C. C. Chi, “Fabrication of Very High Resistivity Si with Low Loss and Cross Talk,” IEEE Electron Device Lett., vol. 21, no. 9, pp. 442-444, September 2000.

(5) C. S. Kim, P. Park, J.-W. Park, N. Hwang, and H. K. Yu, “Deep Trench Guard Technology to Suppress Coupling between Inductors in Silicon RF ICs,” IEEE MTT-S Symp. Dig., pp. 1873-1876, June 2001.

(6) W.-C. Hua, H.-H. Lai, P.-T. Lin, C. W. Liu, T.-Y. Yang, and G.-K. Ma, “High-Linearity and Temperature-Insensitive 2.4 GHz SiGe Power Amplifier with Dynamic-Bias Control,” IEEE RFIC Symp. Dig., pp. 609-612, June 2006.