行动电视已成为手机界的热门话题，在相关技术渐趋成熟之下，电信系统商和手机制造业者对这项技术的兴趣也越来越高。行动电视能够让用户在移动状态中透过手持设备接收数字电视和广播的服务，DVB-H是以原有的DVB-T的技术为基础，针对以电池作为电源的手持设备进行优化所得到的标准。除了在省电技术作优化设计之外，DVB-H还提供无缝的网络交递支持（seamless handover）与在行动台上更高的接收稳定度。
目前，美、德、法、英、芬兰、瑞典和其它国家正在测试DVB-H服务，到2006年底还会有更多的国家加入DVB-H的阵营。预计从2006到2007年，业者就会大规模推出DVB-H的服务；美国将透过立法规范开放能够立即使用的频谱来提供DVB-H服务，而这些频谱并不会干扰既有的模拟电视台或其它的无线服务。
调谐器的功能（Functionality of Tuner）
调谐器和一般无线接收机的功能相近，负责将接收到的RF讯号放大并降频至中频或基频，经过A/D转换之后再将数字的中频或基频讯号送至解调器做处理。在客户端会同时接收到多个频道的节目，调谐器的功能便是选择想要收视的频道并将不要的频道滤除，以避免在降频的过程中干扰到想收视的频道。此外，接收的信号因为载有多个频道而形成宽带信号，因此调谐器亦须具有宽带的设计，才能完整的将信号接收并处理。
DVB-H接收机RF部分的主要组件为调谐器，它必须涵盖频率范围较广的UHF band并满足低功率消耗和较小的组件尺吋，因此传统的Canned Tuner并不可行。传统的Canned Tuner体积庞大且功率消耗约为600 mW，并不适合应用在手持式装置上。至于DVB-T所采用的硅晶调谐器（Silicon Tuner）虽然体积已大幅缩小但功率消耗仍大于1.5 W，因此也不适合应用在手持装置。Freescale所推出的硅晶调谐器（Frodo）采用直接转换的架构因此体积可以大幅缩小且功率消耗仅介于30~270 mW之间。(图一)所示为Freescale的直接转换硅晶调谐器的区块图。
| 《图一 Freescale silicon tuner的功能区块图》 |
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DVB-H调谐器的架构（Architecture of DVB-H Tuner）
DVB-H接收机设计的考虑重点为：组件尺寸和功率消耗。传统的DVB-T接收机具有许多外部的频带选择滤波器，由于有许多的离散组件因此并不适合于手持装置使用。大部分的DVB-T接收机是采用传统的超外差（Super Heterodyne）接收的方式，因此会具有一到二级的中频（Intermediate Frequency, IF）；另外一种较新的架构是使用up-down转换的架构，利用这种架构可以省略掉频带选择滤波器。模拟至数字转换一般是发生在第一或第二中频，亦即在中频阶段就将讯号经过ADC转换成数字讯号，最终的降频是由基频来执行，利用这种方式可以降低因I/Q频道的不匹配所造成的镜频抑制（Image Rejection, IR）效果的降低。采用传统式的架构会需要体积庞大的表面声波滤波器（Surface Acoustic Wave, SAW）来作为带通滤波器。
为了克服这些缺点，在DVB-H调谐器（Tuner）大抵采用直接转换（Direct Conversion）的方式直接将射频讯号降至基频讯号，模拟至数字的转换是发生在基频上面。频道的选择是由基频的低通滤波器来执行，利用这种架构可以降低复杂度并只需用到少数的外部组件，此外更不需要镜频抑制滤波器（可以省略掉SAW滤波器），(图二)所示为ZIF的架构。利用直接转换接收方式的调谐器架构虽然具有上述的优点，但也会具有如下的缺点：
- 1. 直流偏移（DC Offset）
- 2. 闪烁噪声（Flicker Noise）
- 3. I/Q频带振幅和相位的不平衡
固定的I/Q频道的不匹配损失可以利用解调变器内的数字信号处理器（Digital Signal Processor, DSP）来修正，但频率相关的错误只能藉由电路设计和布局来改善。
另外一种可行的架构是低中频（Low IF）的架构，利用数字多项滤波（Digital Polyphase Filtering）的方式可以省略镜频抑制滤波器（SAW）。(图三)所示为Low-IF的架构。
MBRAI规格的推导（Derivation of MBRAI）
UHF调谐器IC在整个DVB-H接收机的位置如(图四)所示。在调谐器之前有一个低噪声放大器（Low Noise Amplifier, LNA），利用外部的LNA可以提高系统的SNR值。主要是因为DVB-H接收机一般是会配置在智能型手机（Smart Phone）中，在同一PCB上会共存多种规格的无线通信收发机（例如GSM, W-CDMA, WiFi等），在外部加一个LNA不仅可以提供系统的SNR值，也可以简化机构设计的考虑（可以将DVB-H调谐器IC配置在手机的收发机附近）。单端对差动（Single-to-Differential Conversion）的转换可以藉由一个外部的Balun来实现。
| 《图四 UHF调谐器IC在整个DVB-H接收机中的位置》 |
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DVB-T/H无线进接接口（Mobile & Portable DVB-T/H Radio Access Interface, MBRAI）又称为MBRAI标准的规格，例如频率、频道带宽、载波对噪声（C/N）值的要求、噪声指数（Noise Figure, NF），选择性（Selectivity）和Linearity Pattern。本节将介绍MBRAI相关的规格以及这些规格是如何影响到UHF调谐器IC的设计。
频率和带宽（Frequency & Bandwidth）
DVB-H的频率和带宽是由ETSI所规范，频率的范围涵盖了UHF频带的第IV和第V频段，接收机必须能够支持8/7/6 MHz的带宽。(表一)叙述了ETSI所规范的DVB-H的频率和带宽。
(表一) ETSI所规范的DVB-H的频率和带宽
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带宽 |
系统噪声带宽 |
最小中心频率 |
最大中心频率 |
|
8 MHz |
7.61 MHz |
474 MHz |
858 MHz |
|
7 MHz |
6.65 MHz |
529.5 MHz |
802.5 MHz |
|
6 MHz |
5.71 MHz |
473 MHz |
887 MHz |
- 1. 对使用8 MHz频率栏（Channel Raster）的地区：
其中
：中心频率
：UHF频带的频道数（Channel Number）
：频率位移（Frequency Offset）
在英国
当DVB-H和GSM900系统共存时（例如具有行动电视功能的智能型手机），MBRAI规定最大接收的频率是限制在698 MHz。所示(图五)为DVB-H和GSM900手机共享时频道的限制。
| 《图五 DVB-H接收机和GSM900手机共存时频道的限制》 |
|
载波噪声比的要求（C/N Requirement）
C/N值的要求是规范在[7]，(表二) 摘要整理了MBRAI有关C/N值的要求。
(表二) MBRAI对C/N值的规范
|
Modulation |
Coding Rate |
C/N (dB)
in Gaussian Channel |
C/N (dB)
In Portable Channel |
|
QPSK |
1/2 |
5.6 |
7.9 |
|
QPSK |
2/3 |
7.4 |
10.9 |
|
QPSK |
3/4 |
8.4 |
13.2 |
|
16-QAM |
1/2 |
11.3 |
13.8 |
|
16-QAM |
2/3 |
13.7 |
16.8 |
|
16-QAM |
3/4 |
15.1 |
19.4 |
|
64-QAM |
1/2 |
17 |
18.7 |
|
64-QAM |
2/3 |
19.2 |
22.1 |
|
64-QAM |
3/4 |
20.8 |
24.8 |
C/N指数是根据EN300 744的规范在加上2.5 dB的差数，噪声带宽是7.61 MHz。
最小讯号输入的准位（Minimum Signal Input Level）
接收机的最小讯号输入准位是由（3）式所计算而得。
其中
接收机的最小讯号输入准位是由（3）式所计算而得。
选择性型态（Selectivity Pattern）
在Selectivity Pattern中不想要的频道可以是在UHF频带中的模拟或数字电视的频道。在MBRAI的规范中只假设在任何时刻只会出现一个干扰频道。(表三)所示为MBRAI对Selectivity Pattern的要求。
(表三) MBRAI对Selectivity Pattern的规范
|
Selectivity Pattern |
 |
|
S1 (analog adjacent channel)
见(图六) |
38 dB |
|
S2 (digital adjacent channel)
见(图七) |
29 dB |
其中
见(图七)
：干扰讯号功率
调谐器必须具有陡峭的滤波响应来滤掉这些邻频，避免ADC被这些高功率的邻频给饱和，进而影响到解调变器的性能。
线性度型态（Linearity Pattern）
(表四)所示为MBRAI针对Linearity Pattern的规范。两个不想要的频道分别配置在N+2/N+4或N-2/N-4频道中，因为解调变器的非线性造成第三阶的互调变成会落在想要的频道上。不想要的频道可以是模拟或数字电视的讯号。
(表四) MBRAI针对Linearity Pattern的规范
|
Linearity Pattern |
N+2 |
N+4 |
|
L1 见(图八) |
40 dB (digital channel) |
45 dB (analog channel) |
|
L2 见(图九) |
45 dB (analog channel) |
45 dB (analog channel) |
|
L3 见(图十) |
40 dB (digital channel) |
40 dB (digital channel) |
| 《图八 N+2数字/N+4为模拟电视频道（L1）》 |
|
接收机最大输入讯号准位（Receiver Maximum Input Signal Level）
在没有任何干扰源的情况之下，最大的讯号输入功率为-28 dBm。对Selectivity Pattern S1/S2和Linearity Pattern L1/L2/L3，最大的讯号输入功率分别是-25和-35 dBm。在Selectivity Pattern中当干扰讯号不是位于邻频时，最大的讯号输入功率为-28 dBm。
增益和噪声的要求（Gain & Noise Requirement）
在调谐器输出埠最大的差动电压摆幅（Voltage Swing）为1.4 （6.9 dBm），假设操作在全幅（Full Scale）之下15 dB并具有 dB的自动增益控制（Automatic Gain Control, AGC）的准确度，输出的位准是介于-12.1到-8.1 dBm之间。在最小输入讯号功率（-94.6 dBm）的情况下，RF Tuner需要85.6 dB的增益来达到输出位准为-8.1 dBm的要求。
MBRAI定义了在灵敏度的位准时的最小整体噪声指数为5 dB，此噪声指数的参考点为输入至外部的LNA。将外部LNA列入考虑，在外部的Balun输入埠10.2 dB的噪声指数是必须的。
IIP3的需求（IIP3 Requirement）
在调谐器输出埠讯号对噪声加干扰的比值（Signal to Noise plus Interference Ratio, SNIR）为25 dB。对所有的输入功率以及AGC设定，输出功率是被维持在-12.1 dBm。若噪声指数为5 dB，考虑最严格的Linearity Pattern （L1），我们可以从（4）式计算出IIP3的值。
其中
在调谐器输出埠讯号对噪声加干扰的比值（Signal to Noise plus Interference Ratio, SNIR）为25 dB。对所有的输入功率以及AGC设定，输出功率是被维持在-12.1 dBm。若噪声指数为5 dB，考虑最严格的Linearity Pattern （L1），我们可以从（4）式计算出IIP3的值。
：数字干扰源的讯号功率
(图十一)所示为具有外部LNA时增加AGC时SNIR的计算。从图中可以发现最严格的IIP3是在频道功率为-75 dBm时产生，相对应于AGC的值为20 dB。在AGC为20 dB时在RF参考点的IIP3值必须小于-1.25 dBm，当存在10 dB增益的外部LNA时IIP3在Balun输入埠的值必须小于8.75 dBm。
当存在着很强的干扰源时，必须限制RF的增益以确保接收机的线性度。在Tuner IC共有两级的AGC控制，分别是RF AGC和BB AGC；这两级的AGC皆是由解调变器来设定来达到最佳的SNIR性能。
1. 模拟干扰源：在(图十二)中可以发现当N+1频道的载波为PAL （Phase Alternating Line）时，其视频载波距离DVB频道为1.45 MHz。干扰源（）和DVB讯号（）的最大功率差为38 dB。要求的SNR为dB，相位噪声可以藉由（5）式计算得到：
在1.45 MHz位移之下当旁波带（Single Side Band, SSB）相位噪声的要求为-132 dBc，藉由想要频道边缘的相位噪声的要求即可定义出SSB相位噪声的遮幕如(图十三)所示。对N+2的PAL邻频，其视频载波距离DVB频道为9.45 MHz。干扰源（）和DVB讯号（）的最大功率差为48 dB。要求的SNR为dB，利用（5）式可以算出SSB的相位噪声为-142 dBc/Hz。
依照MBRAI的规范，DVB-T （470~862 MHz）和GSM900 （880~915 MHz）的上传频段的最小间距为18 MHz。在DVB-T/H接收埠所允许的最大GSM输入功率为-28 dBm，最小输入讯号为-94.6 dBm；因此SSB相位噪声的要求为
2. 数字干扰源：在MBRAI中所定义的模拟干扰源的相位噪声遮幕（图十三）也适用于数字干扰源。
I/Q不平衡（I/Q Mismatch）
有两种形式的I/Q增益相位不平衡：（1）固定的增益相位不平衡、（2）频率相关的增益相位不平衡。固定式的增益相位不平衡可以藉由解调变器来修正，频率相关的不平衡无法被修正因此会影响到系统的BER。频率相关的不平衡必须小于-35 dBc来确保系统噪声可以满足规格的要求。
Tuner IC
UHF Tuner IC是由下列的组件所构成见(图十四)：宽带LNA、两个正交混波器、后混波器放大器（Post Mixer Amplifier, PMA）、多重带宽的基频滤波器和追踪循环、电压控制震荡器（VCO）、锁相回路（PLL）、正交LO产生器和I2C接口。宽带侦测器（Wideband Detector, WBD）提供了UHF频带功率位准的信息给解调变器。RF AGC是作用在LNA，BB AGC则是作用在基频滤波器上。
| 《图十四 ZIF RF Tuner IC的架构图》 |
|
在RF Tuner IC之前有两个离散的外部组件：Balun和外部LNA。Balun主要是执行单端对差动的转换以及阻抗的转换。外部的LNA可以降低内建LNA对噪声指数的要求，但会增加内建LNA线性度的要求。
LNA
内建LNA必须操作在相当大的频率范围内（470~862 MHz），在如此大的频率范围必须维持输入匹配、噪声指数、增益和线性度的性能在规格之上。(图十五)所示为电阻式的LNA架构。
利用电阻式的架构来达到宽带的特色，这主要是因为电阻本质上就具有宽带的特点。输入阻抗可以利用（6）是来得到：
其中
利用电阻式的架构来达到宽带的特色，这主要是因为电阻本质上就具有宽带的特点。输入阻抗可以利用（6）是来得到：
：晶体管Q1的互导（Transconductance）
：焊垫（Bond Pad）封装间的寄生电容
其中
：焊垫（Bond Pad）封装间的寄生电容
：LNA的电压增益，以dB为单位。
：偏压电流
RF AGC电路的架构
宽带侦测器（Wideband Detector, WBD）
WBD的架构
Mixer & PMA
数字可程序的电路也包含在此电路中作为WBD输出特性的校正之用。就系统的观点而言，若存在大的干扰源造成LNA/mixer被饱和，此时WBD会降低RF AGC的增益。
BB Filter & DCOC
利用双平衡的混波器（Double-balanced Mixer）来进行混波，平衡混波器的特色就是具有较佳的隔离效果（RF, LO和BB）。LO是利用一个除4的正交产生器所产生。对混波器而言主要的设计考虑是：功率、噪声、增益和线性度。PMA是由一个三级放大器所构成。直流偏移校正（DC Offset Correction, DCOC）被用来确保来自混波器和PMA的直流偏移不会造成基频的饱和。
A. Pass Band
1. pass band: 3.8 MHz
2. pass band ripple: 1 dB
B. Stop Band
1. stop band: 5.2 MHz
2. stop band ripple: 45 dB
当接收频道被降频至基频时，邻频可以藉由一个低通滤波器来消除。优化的输出讯号位准可以藉由调整基频滤波器的增益来实现。根据MBRAI的规格可以定义出在pass band和stop band所需要的基频滤波器的性能。
- 1. 在pass band内没有ripple，改善了频率相关的I/Q匹配。
- 2. 陡峭的截止转态确保有效的邻频抑制
- 3. 合理的Q值确保良好的线性度对噪声的性能
- (图十八)所示为基频滤波器的频率响应。
在混波器之后，I/Q路径所提供的差动增益是在50 dB的范围之内。在这条路径设的任何差动位移可能会造成过大的放大使得讯号在输出埠被箝制（Clipping）。为了避免箝制现象的产生，DCOC的电路会确保在接收极的各个点皆不会存在差动位移。DCOC电路主要是移除频谱中的直流成分，此一高通滤波器的截止频率必须足够低以免邻近DC的OFDM载波被移除，造成解调变器的输出会有较高的BER。(图十九)所示为基频滤波器的架构。
频率的产生（Frequency Generation）
RF Tuner设计的另一项挑战为I/Q混波器LO频率的产生，此频率产生的电路需要产生将近8倍Tuning Range的输出频率且满足严格的相位噪声的要求。一般的设计方式是采用三组内建的LC震荡器，此三组震荡器具有重迭的输出频率以涵盖宽广的输出频率的需求。(图二十)所示为一组VCO的架构图。为了产生精确的正交频率输出到I/Q混波器，此VCO的输出频率为I/Q混波器所需频率的4倍。藉由连续的模拟控制电压和数字切换MOS可变电压电容（Voltage Variable Capacitor, VVC）的结合来实现频率的Tuning。结合这两种方式可以在大讯号的环境之下同时具有宽带的Tuning Range和较小的相位噪声。
此三组VCO分别负责UHF频段内的低、中、高频带。利用数字控制的方式来控制切换式的VVC数组，每个VCO可以提供9个旁带输出。在锁相回路锁住频率之前，会先利用一个算法从三组VCO中选择一个最佳的VCO输出旁带（Sideband），藉由此算法来产生具有最小相位噪声的输出频率。(图二十一)所示为VCO的Tuning Range。
从图二十一中我们可以发现，每一个VCO皆可以产生9组的旁带，每个VCO的输出旁带皆会有重迭，此三组VCO所产生的旁带可以涵盖整个DVB-H的操作频率。当用户想要收视某个频道时，算法会从图二十一中找出此频道是位在低、中、高频段中的哪一区之后就可以决定所要使用的VCO。当选定VCO之后就可以藉由数字控制的方式选定所要的旁带，最后在利用模拟电压控制的方式产生所要的输出频率，最后再启动PLL来锁住并将频率输出至I/Q混波器的输入侧。此架构可以提供如下的优点：
- 1. 利用三组VCO将整个Tubing Range分割成27个旁带，此种方式可以大幅的降低在PLL中VCO的增益（）。
- 2. 较低的意味着VCO可以忍受较大的外部干扰，例如基板噪声（Substrate Noise）。在整个三个VCO的频段内，的范围为25~100 MHz/V。
- 3. 27组部份重迭的旁带可以降低模拟调谐电压（Tuning Voltage）的操作范围（一般中心值为1.2 V），在锁定的Tuning Line Voltage （特定的一条旁带）对Kv值的变动较小，较小的Kv值变动可以降低循环动态（Loop Dynamics）变动的降低进而产生较小的相位噪声。
锁相回路的架构为三阶的inter-N。循环滤波器是由三个外部组件所构成，此PLL的step size为166.67 kHz并具有15 kHz的带宽。循环滤波器可以避免PLL的不稳定产生并且提供良好的相位噪声的性能。PLL必须达到如下的性能需求：
- 1. 在接收带宽（1 KHz到3.8 MHz）的相位噪声必须小于-33 dBc。
- 2. 参考频率的混附波（Spur）c和谐波必须小于-45 dBc。
- 3. 当频率位移超过1.45 MHz时，相位噪声的平台必须小于-135 dBc/Hz。
- （作者任职于MStar Semiconductor晨星半导体）
- ＜参考数据：＞
- 1. B. Stabernack, Heiko Hubert, Kai-Immo Wels, A H.264 Video Coprocessor for Mobile DVB-H Terminals, Fraunhofer Institut Nachrichtentechnik Heinrich-Hertz-Institut Berlin, Image rocessing Dept.
- 2. Patrick Antonie, Philippe Bauser et al., A Direct-Conversion Receiver for DVB-H, IEEE JSSC, VOL. 40, NO. 12, December 2005.
- 3. P. Antonie, P. Bauser, H. Beaulation et al., A Diret-Conversion Receiver for DVB-H, IEEE ISSCC 2005.
- 4. Andreas Kampe, Hakan Olsson, A DVB-H Receiver Architecture, Radio Electronics LECS, Dept of Microelectronics and Information Technology, Royal Institute of Technology （KTH）.
- 5. Christpohe Cugge, DVBH Handheld DTV to Mobile Device, Freescale Technology Forum, 2005 June.
- 6. Alfred Baier, Mobile TV Over UMTS & DVB-H, Vodafone application note, GmBH, Germany.
- 7. Mobile and Portable DVB-T Radio Access Interface Specification, MBRAI-02-16, Version 1.0.
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