音效放大器的目的是在产生音效的输出元件上，忠实地、有效率地，以及低失真地重现输入端音讯讯号理想的音量和功率等级。音效频率的范围从20Hz延伸到20kHz，所以放大器一定要在这个范围内（当驱动像是低音扩音器或高频扬声器等限频扬声器时范围较小）有很好的频率响应。功率性能随着应用方案而大幅不同，从耳机的几亳瓦，到电视或个人电脑音效的数瓦，到迷你家庭音响和汽车音响的数十瓦，再到更能强大的家庭及商业音响系统（戏院或礼堂）的数百瓦以上。

制作音效放大器最直接的类比方式是在线性模式下使用电晶体，作出一个与输入电压成比例的输出电压。顺向电压增益通常都比较高（至少40dB）。如果顺向增益是回授回路的一部份，则整体回路增益也会较高。常用到回授是因为高回路增益会改善性能，抑制在顺向路径中因非线性而产生的失真，以及提高供电抑制（power-supply rejection；PSR）以减少供电杂讯。

D类放大器的优点

在一般的电阻放大器中，输出级电路（Output Stage）包含了提供瞬间连续输出电流的电晶体。可用来制作音效系统的方式包括A、AB和B类等许多种。与D类设计相比，即使是最有效率的线性输出级，其输出级功率损耗仍然相当大。这个差异给予D类在许多应用中明显的优势，因为较低的功率损耗表示较少的热量、节省电路板空间和成本，以及带给可携式​​系统更长的电池使用时间。

线性放大器、D类放大器和功率损耗

线性放大器的输出级电路直接连到扬声器（某些情形会经由电容器）。如果在输出级电路使用双极接面电晶体（bipolar junction transistors；BJT），通常会以线性模式运作，并具有大量的集射极（collector-emitter）电压。输出级电路也可以用MOS电晶体制作，如(图一)所示。

《图一 CMOS线性输出级电路》

所有的线性输出级电路都会损耗功率，因为​​产生VOUT的过程不可避免地会在至少一个输​​出电晶体中产生不为零的IDS和VDS值。功率损耗量会受输出电晶体的偏压方式不同，而会有很大的差异。

A类架构使用其中一个电晶体当作直流电源，能够提供扬声器所需要的最大音效电流。 A类输出级电路可以达到良好的音质，但是因为大量的直流偏压电流通常会流至输出级电阻器（不是设计时想要的地方）而非送到?声器（设计时想要的地方），功率损耗会非常大。

B类架构不需要直流偏压电流而且大幅减少功率损耗。其输出电晶体以推拉的方式独立控制，让MH装置提供正向电流给扬声器，而ML则抑制负向电流。这减少了输出级电路的功率损耗，只有讯号电流会流经电晶体。然而因为当输出电流经过零而电阻在开和关之间改变时的非线性行为（交叉失真），使得B类电路的音质略逊。

AB类是A类和B类的混合方案，它采用部份的直流偏压电流，但是比纯粹的A类设计少得多。小量的直流偏压电流足以避免交叉失真，因此有不错的音质。而功率耗损的程度虽然在A和B类之间，通常比较接近B类。 AB类电路需要有某些类似B类的控制功能，让AB类电路提供或抑制大量的输出电流。

可惜即使是设计良好的AB类放大器其功率损耗仍然不小，因为其中段输出电压一般都离正向或负向电源轨有一段距离。大量的泄极（drain-source）电压下降因而导致巨幅的IDS × VDS 瞬间功率损耗。

幸亏D类放大器采用不同的架构，如(图二)所示，它的功率损耗要比以上任何一种都小得多。其输出级在正向及负向供电之间切换以产生一连串的电压脉冲。这种波形有助于改善功率损耗，因为当不切换时输出电晶体的电流为零，而且在传导电流时VDS 不高，因此IDS x VDS较小。

《图二 D类开放回路放大器方块图》

由于大多数的音效讯号都不是连续脉冲波，必须要加入一个调变器将输入音讯转换成脉冲波。脉冲波的频率内容包含想要的音效讯号，以及与调变过程有关的巨幅高频能量。通常会在输出级电路和扬声器之间加入一个低通（low-pass）滤波器将电磁干扰（EMI）降到最低，并避免以过多的高频能量驱动扬声器。滤波器(图三)必须是不会造成耗损的（或是几近如此）以保持切换输出级电路的功率损耗优势。此滤波器通常是由电容器或电感器所组成，其中唯一会刻意消耗能量的零件是扬声器。

《图三 差动交换输出级电路与LC低通滤波器》

(图四)比较在同一音讯频率正弦波讯号下，A类及B类放大器的理想输出级功率损耗（PDISS）与D类放大器的实测损耗值，对传送至扬声器的功率（PLOAD）关系图。功率数字对功率等级作标准化，而在PLOAD max这一点时，正弦波被钳制到足以产生10％的全谐波失真（total harmonic distortion；THD）。垂直线表示开始钳制时的PLOAD值。

可以看出在大范围的负载下有明显的功率损耗差异，特别是在高和中间的部份。在钳制开始时，D类输出级的损耗大约比B类小了2.5倍，并比A类小27倍。注意消耗在A类输出级的功率比送到扬声器的还要多，这是使用大量直流偏压电流的结果。

《图四 A类、B类及D类输出级电路的功率损耗》

在钳制开始时，A类放大器的Eff＝25％，B类放大器为78.5％，而D类放大器为90％，如(图五)。这些A类和B类的最佳状况值经常被教科书所引用。

《图五 A类、B类和D类输出级的功率效率》

功率损耗和效率的差异在中等功率等级时较大。这对音效是很重要的，因为大声音乐的长期平均等级要比接近PLOAD max的瞬间峰值低很多（视音乐种类不同，差5到20个数量级）。因此对音效放大器而言，PLOAD＝0.1×PLOAD max是评估PDISS的合理平均功率等级。在这个功率等级时，D类输出级损耗比B类少9倍，而比A类少107倍。

对一个具有10W PLOAD max的音效放大器来说，平均1W的PLOAD可以被当作是合理的聆听等级。在此条件下，D类输出级损耗282mW，相对于B类的2.53W和A类的30.2W。 D类的效率在这个情况下由较高功率时的90％降低到78％。但即使是78％仍比B类和A类的效率好得多，分别是28％和3％。

这些差异对系统设计产生重要的影响。功率等级大于1W时，需要有效的冷却方法来避免因线性输出级过剩损耗而产生的热量，通常使用大片金属作为散热片，或是用风扇吹放大器。如果放大器被作成积体电路，则可能需要大型且昂贵的改善温度封装格式以帮助散热。这些考虑因素在消费性产品中较为麻烦，像是寸土寸金的平面电视，或是日益倾向于在固定空间内塞入更多频道的汽车音响等。

在功率等级小于1W的情况下，浪费的功率可能会比产生的热更加麻烦。如果由电池供电时，线性的输出级会比D类设计更快耗完电池。在上述的范例中，D类输出级比B类少消耗2.8倍的供应电流并比A类少23.6倍，这会对行动电话、PDA和 MP3随身听等产品的电池使用时间产生巨大的差异。

为了简化起见，到目前为止的分析都仅止于放大器的输出级电路。然而当考虑放大系统中所有的功率损耗来源时，线性放大器在低输出功率等级时可能比D类放大器还要有用。原因是需要产生和调变交换波形的功率在低等级时会是相当明显的。因此，设计良好的低至中等功率AB类放大器的整体系统损耗低到可以和D类放大器相比。然而D类功率损耗无疑地在较高输出功率范围时有绝佳的性能表现。

D类放大器与单端版本比较

图三表示在D类放大器中使用输出电晶体和LC滤波器的差动应用方式。 H桥有两组供应反极脉冲波给滤波器的半桥交换电路，而滤波器包含两组电感、两组电容以及扬声器。每组半桥包括两个输出电晶体：连接正向电源的高端电晶体（MH），以及连接负向电源的低端电晶体（ML）。这里的图表显示高端pMOS电晶体。高端nMOS电晶体常被用来减少体积和电流容量，但需要特别的驱动闸道技术来控制[1]。

完整的H桥电路通常是由单一电源启动（VDD），接地用来当作负向供电终端（VSS）。在已知的VDD和VSS条件下，桥接电路的差动特性表示它可以传输单端解决方案两倍的输出讯号以及四倍的输出功率。半桥电路可以由两极电源或单一电源供电，但是单一供电可能会将有害的直流偏压电压VDD/2跨过扬声器，除非加一组阻隔电容器。

半桥电路的供电汇流排可以用LC滤波器的大量电感电流增压到超过其名义上的数值。在VDD和VSS之间加入大容量的去耦电容可以限制增压瞬变电流的dV/dt值。全桥电路不会受汇流排增压的影响，因为电导电流由其中一组半桥流入并由另外一组流出，而产生了一个甚少干扰供电的本地电流回路。

音效D类放大器的设计考量因素

较低的功率损耗使得设计人员采用D类放大器来当音效应用，但是设计者亦要面对重大的难题。包括有：

选择输出电晶体大小

适当选择电晶体的大小才能将各种讯号状况下的功率损耗最佳化。要确保在传导高IDS时仍能保持低VDS，需要小的输出电晶体开启电阻（RON）（通常0.1V到0.2V）。但是这需要有相当大闸道电容（CG）的大型电晶体。切换电容的闸道驱动电路消耗CV 2f的功率，其中C是电容，V是充电期间的电压改变，而f为切换频率。如果电容或是频率太高时，「切换损失」就会过多，所以会有实际的上限。因此选择电晶体的大小是在传导时的最小IDS × VDS损失，以及最小的切换损失之间作取舍。电导损失会在高输出功率等级时主导功率损耗和效率，而在低输出等级时损耗主要是受切换损失所影响。功率电晶体制造商试图将产品的RON x CG乘积最小化以减少切换应用中的整体功率损耗，并提供切换频率的选择弹性。

保护输出级电路

输出级电路必须要对许多可能会造成损害的情况作保护：

过热

虽然D类放大器的输出级功率损耗比线性放大器低，如果必须要长期传送非常高的功率则仍然可能会危及输出电晶体。为了避免危险的过热现象，需要使用温度监控电路。在简单的保护结构中，当晶片内侦测器所测量的温度超过热关闭（thermalshutdown）安全临​​界值时，会关掉输出级直到冷却为止。侦测器除了以简单的二进位显示温度是否超过关闭临界值外，还可以提供额外的温度资讯。经由测量温度，控制电路能够逐渐降低音量，减少功率损耗和保持温度在界限之间，而不会在热关闭的情况发生时强迫出现会让人察觉的无声期。

输出电晶体的电流过剩

如果妥善连接输出级电路和扬声终端器，低的输出电晶体开启电阻并不构成问题，但是如果这些结点不小心互相短路，或是连到正向或负向电源时，则可能造成巨量的电流。万一没有检查到的话，这种电流可能会对电晶体或周遭的电路造成损害。因此需要使用侦测电流的输出电晶体保护电路。在简单的保护结构中，一旦输出电流超过安全临界值时就会关掉输出级电路。在比较复杂的结构里，电流侦测器的输出结果会送回放大器，一方面试图限制输出电流不超过最大安全等级，同时让放大器能持续运作而不致关闭。在这些结构中，强制关闭是万一所有限制方式都无效后的最后方法。有效的电流抑制器也有助于放大器在出现因为扬声器共鸣所产生的短暂大量瞬间电流时，保持安全运作。

电压不足

大多数的交换输出级电路只有在正向供电电压够高时才能正常运作。如果发生电压不足（undervoltage）的情况，也就是供电太低时就会产生问题。这个问题通常都是使用低压闭锁（undervoltage lockout）电路来解决，它让输出级电路只能在供电电压高于低压闭锁临界值时才能运作。

输出电阻的开启时机

MH和ML输出级电晶体(图六)的开启电阻非常低。因此避免MH和ML同时开启是很重要的，因为那会产生一条从VDD到VSS贯穿电晶体的非常低阻抗路径，以及大量的穿透（shoot-through）电流。最快的情况是电晶体加温而浪费功率；最坏的情形则是电晶体因此而损坏。电晶体的先切后接（Break-before-make）控制在开启任一电晶体之前都强制关闭两者，以避免穿透的情形发生。两组电晶体都关闭的时间间隔称为非重垒时间（nonoverlap time）或是停工时间（dead time）。

《图六 输出级晶体管的先切后接切换电路》

音质

D类放大器要达到整体的良好音质必须要解决几个问题：

喀嗒声和爆声(Clicks and pops)

这是在开关放大器时发生的吵杂声。可惜的是，除非很小心地处理放大器静音或非?音时的调变阶段、输出级定时以及LC滤波器阶段，否则D类放大器很容易出现这种情形。

讯号杂讯比（SNR）

为了避免放大器杂讯底层（noise floor）出现可听见的嘶嘶声，用于可携式应用的低功率放大器SNR值应该要超过90dB，中功率设计要超过100dB，而高功率设计则是110dB。有各种放大器的设计方法可以达到这些要求，但是必须在放大器设计中追踪个别的杂讯来源以确保良好的整体SNR值。

失真机制

包括了调变技术或是调变设计方法中的非线性因素，以及用来解决输出级穿透电流问题的停机时间。

关于音讯讯号强度的资讯通常编码于D类放大器输出脉冲波的宽度中。加入停机时间以预防输出级穿透电流导致非线性的定时误差，这会使扬声器产生与理想脉冲宽度定时误差成比例的讯号失真。将避免穿透电流的停机时间缩到最短通常是将失真降到最低的最好方法；关于最佳化调整切换输出级失真性能的详细设计方法可见参考资料[2]。

其他的失真来源包括：输出脉冲上升及下降次数不相符、输出电晶体闸道驱动电路的定时特性不相符，以及LC低通滤波器零件的非线性特性。

供电抑制（PSR）

在图二的电路中，供电杂讯几乎是没有受到抑制地直接连接着扬声器。这是因为输出级电晶体经由非常低的阻抗将供电连结到低通滤波器。滤波器抑制了高频杂讯，但是其设计可以让包括杂讯的所有音讯频率通过。对于单端及差动切换输出级电路中的供电杂讯效应可见参考资料[3]。如果没有解决失真或是供电的问题，就很难达到高于10dB的PSR，或是低于0.1％的总谐失真率（THD），THD容易成为刺耳的高阶种类。

幸好有好方法解决这些问题。有高回路增益的回授电路（许多线性放大器中设计所用）很有帮助。从LC滤波器输入端的回授讯号能大幅改善PSR，并减弱所有非LC滤波器的失真机制。在回授回路中加入扬声器可以减弱LC滤波器的非线性特性。设计良好的封闭回路D类放大器可以作到PSR＞60dB和THD＜0.01％的高级音响等级音质。

然而回授电路使得放大器设计复杂化，因为必须要解决回路的稳定性（高级设计的重要考量）。此外，有必要使用连续时间类比回授电路以撷取关于脉冲定时误差的重要资讯，所以控制回路一定要包括类比电路以处理回授讯号。这会增加制造积体电路时的晶片（die）成本。

为了降低IC成本，有些制造商喜欢减少或将类比电路内容缩减到最少。有些产品采用数位开放回路调变器，加上类比数位转换器以侦测供电变化，并调整调变器的行为进行补偿，如参考资料[3]所提出的方法。这可以改善PSR，但是无法解决任何失真的问题。其他的数位调变器试图对预测的输出级定时误差作事先补偿，或是修正调变器的非线性。这样至少可以解决部份的失真机制，但不是全部。开放回路D类放大器可以处理容许一般音质的应用方案，但要达到最佳音质看来需要某些回授电路。

（作者任职于ADI美商亚德诺）

（本文下期将继续介绍D类放大器的调变技术与抑制电磁干扰等课题，欢迎读者持续锁定。）

＜参考资料：

[1]. International Rectifier, Application Note AN-978, "HV Floating MOS-Gate Driver ICs."

[2]. Nyboe, F., et al, "Time Domain Analysis of Open-Loop Distortion in Class D Amplifier Output Stages," presented at the AES 27th International Conference, Copenhagen, Denmark,

September 2005.

[3]. Zhang, L., et al, "Real-Time Power Supply Compensation for Noise-Shaped Class D Amplifier," Presented at the 117th AES Convention, San Francisco, CA, October 2004.

[4]. Nielsen, K., "A Review and Comparison of Pulse-Width Modulation （PWM） Methods for Analog and Digital Input Switching Power Amplifiers," Presented at the 102nd AES

Convention, Munich, Germany, March 1997.

[5]. Putzeys, B., "Simple Self-Oscillating Class D Amplifier with Full Output Filter Control," Presented at the 118th AES Convention, Barcelona, Spain, May 2005.

[6]. Gaalaas, E., et al, "Integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, no. 12, December 2005, pp. 2388-2397. About the AD199x Modulator.

[7]. Morrow, P., et al, "A 20-W Stereo Class D Audio Output Stage in 0.6 mm BCDMOS Technology," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, no. 11, November 2004, pp. 1948-1958. About the AD199x Switching Output Stage.

[8]. PWM and Class-D Amplifiers with ADSP-BF535 BlackfinR Processors, Analog Devices Engineer-to-Engineer Note EE-242. ADI website: www.analog.com （Search） EE-242 （Go）

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延 伸 阅 读

本文研究一种新型的高频DC-DC开关功率变换器 。它采用电流模式移相PWM控制，在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关（ZVS）。论文最后给出了实验结果和两个主要波形，并做出了详细的说明。 相关介绍请见「 电流模式控制倍流整流器ZVS PWM全桥DC-DC变换器的研究」一文。 本文介绍一种新型的高频DC/DC开关功率变换器，它采用电流模式移相PWM控制，在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关(ZVS)，并给出了仿真主电路和主要波形。 。你可在「 电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC/DC功率变换器」一文中得到进一步的介绍。 提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、钳位元电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极体的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（THD）和较高的功率因数（PF）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验资料。在「一种新颖的完全断续钳位元电流模式功率因数校正电路」一文为你做了相关的评析。

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