在以往的無線通訊應用上，大多數的無線電收發機是採用傳統的「外差式」（Heterodyne；異頻混波）架構。這類型的收發機擁有良好的性能，但是必須使用到價格貴且無法整合進入積體電路晶片中的射頻與中頻濾波器，造成其複雜度與生產成本較高的缺點。近年來許多其他的接收機架構，例如直接轉換 （Direct Conversion）、寬中頻（Wideband IF）以及低中頻（Low IF）等接收機架構，已紛紛被應用於新一代的無線通訊晶片設計。為了瞭解這些新採用之接收機的優缺點，我們將針對這些古往今來的無線電收發機的接收機部分，循序地討論其操作原理與設計上的一些考量。

外差式接收機

將現在市面上所販售的無線通訊產品拆開來看，裡頭的收發機大部分都是傳統外差式架構的變形。如(圖一)所示，在一個外差式接收機裡，天線收下來的信號會先進入射頻前端濾波器（又可稱它是前置選擇性濾波器），此濾波器會將所欲使用頻帶外的干擾信號（Out-of-band Signal）加以濾除；若是鏡頻（Image Frequency）和所欲使用的射頻頻率相距夠遠，也能夠同時對鏡頻信號作部分地抑制。經過濾波的信號隨之進入了低雜訊放大器（LNA）而被加以放大。跟隨在低雜訊放大器之後的則是鏡頻濾波器，目的是為了將出現在信號頻帶附近的鏡頻干擾衰減至很低，只讓真正想要的信號通過鏡頻濾波器並進入到混波器（Mixer）。

《圖一　外差式接收機架構簡圖》

載於射頻載波上的信號與混波器的另一個輸入信號，即本地振盪源（LO），相乘之後會被降頻至一個固定的中間頻率簡稱中頻。外差式接收機裡被使用做為本地振盪源的電路是壓控振盪器（VCO）。利用高Q值電感，與二極體可變電容等零組件，此壓控振盪器能夠實現性能佳及低相位雜音的目標。

鏡頻問題發生的原因可在此順道做個簡短的說明：混波器是將兩個輸入端的信號相乘，造成頻率相加減的結果來將射頻信號轉換至中頻。若SRF (t)＝ARF cos (2πfRF t )代表射頻信號；SLO (t)＝ALO cos (2πfLO t )代表本地振盪信號，那麼混頻器的輸出會有（fRF＋fLO）與（fRF－fLO）這兩種頻率的信號，其中較低頻的（fRF－fLO）就是我們所謂的中頻，而高頻信號（fRF＋fLO）隨後會被濾除。假如混波器的射頻輸入端出現了（fRF－2fLO）的信號，那麼同樣可以在混波器的輸出得到相同於中頻（fRF－fLO）的信號，這會對真正的射頻信號產生非常嚴重的干擾問題。由於這個干擾信號的頻率和射頻一樣都與本地振盪頻率相差一個中頻的距離，其與射頻就好像是中間隔著本地振盪頻率的一對相對稱的頻率，因此稱作鏡頻。

在混波器之後是中頻濾波器，此帶通濾波器目的在選擇所要的信號頻道，以對信號頻帶外的干擾信號作有效地抑制。而中頻濾波器之後通常有一級可變增益的中頻放大器（IF VGA），利用此可程式變化增益之功能，中頻放大器可以減少信號失真，並且降低隨後在接收機裡其他電路的動態範圍需求。中頻放大器輸出的信號，則被直接轉移到基頻（Base Band）並作解調，或是先被降至更低頻的中頻，我們可稱之為第二中頻，然後再被轉移到基頻去進行解調。

鏡頻濾波器在接收機裡是處於較前端的部分，因此其雜音指數會對接收機的整體雜音指數造成不小的影響。由於傳統積體電路製程中的被動元件如電感，其繞線的金屬層厚度很薄會產生過大的寄生電阻；而在高頻時又會因為基板阻抗過低而降低電感本身的性能，從而在晶片中較難製作且達成雜音指數良好的鏡頻濾波器。為了降低鏡頻濾波器對接收機造成的雜音指數上升程度，在外差式接收機中通常會採用高Q值的零組件式濾波器或是表面聲波元件製作成的濾波器。不過零組件式鏡頻濾波器的輸入阻抗通常很低，這代表前級的低雜訊放大器之輸出端必須具備良好的驅動能力，做法多為在其後再加入一級緩衝器；或是與鏡頻濾波器之間利用由電感電容所組成的匹配電路達成阻抗匹配，但這也分別衍生出較大的功率消耗，和較大的晶片面積等不良結果。

觀察每次降頻的過程可發現，在頻譜上載波頻帶、所想要的信號頻帶、鏡頻信號頻帶彼此間會以中頻大小之距離而分隔開。若能選擇一較高的中間頻率，那麼代表鏡頻與射頻在頻譜上距離較遠，故進入接收機的鏡頻信號會被接收機前端的射頻濾波器衰減較多，對於鏡頻信號的抑制會變得更好。但是在接收機中的頻道選擇通常是在中頻電路部分進行，若將中頻選在較低頻率，用來作頻道選擇的濾波器Q值高而性能較佳，自然能使接收機達成較好的頻道選擇。反之，若將中頻選在較高頻率，那麼良好的頻道選擇性較不容易達成。

為改善此問題，這類設計可加入第二個中頻，即先將射頻信號降到第一個較高頻的中頻，再將信號降至較低頻的第二個中頻，利用第二個中頻濾波器去加強頻道選擇的效果，如此便可達成較佳的頻道選擇。但此架構仍需要鏡頻濾波器，因此比起簡單型外差式多了額外的第二中頻，因此多半稱作「雙中頻外差式」（Dual IF heterodyne）接收機。雖然它同時達成了較好的鏡頻抑制與頻道選擇性，但是整體的成本與功率消耗卻會因此而大大地上升。

從以上的討論可以發現，鏡頻抑制與頻道選擇在簡單型外差式接收機的中頻頻率高低選擇上具有衝突性，即中頻越高鏡頻抑制較易達成但頻道選擇的性能則較弱，反之亦然。但是實際應用上中頻的選擇並不是這麼隨性的。生產元件時的成本、良率，與是否有其他方面的市場需求度等，都會影響零組件廠商對於零組件式濾波器所定出的元件型式與開出的價格，而這些都是在接收機系統設計上不可忽視的考量因素。

直接轉換接收機

直接轉換接收機（Direct Conversion或Homodyne；同頻混波），又稱零中頻（Zero IF），是將射頻信號降至基頻帶時最自然而直接的方式。相較於前面所提到的外差式架構，可以把它當成是一個"中頻被定在零"的簡單外差式接收機。如(圖二)所示，在此處原本外差式架構中負責頻道選擇的帶通濾波器不復存在，而是利用基頻的低通濾波器來抑制信號頻道之外的干擾信號，進行頻道的選擇。

這種架構有著不少優點，例如中頻電路的移除降低了系統複雜度，而低雜訊放大器之後也不再需要接著鏡頻濾波器，這對於射頻電路設計者，無異於除去了低雜訊放大器必須驅動低阻抗的要求。此外，用低通濾波器來作頻道選擇；在基頻頻段電路中進行信號的放大，代表晶片外的帶通濾波器，或是用於中頻電路中的零組件都可省除，這正符合於單晶片整合的理念。（單晶片整合，可減輕系統應用設計者的研發重擔，降低生產成本與產品價格，可說是未來積體電路的趨勢。）

《圖二　直接轉換接收機架構簡圖》

雖然能夠達成高度的系統整合，直接轉換接收機卻會有一些在外差式接收機所沒有的問題。或是同樣的問題即使存在外差式接收機，並不會造成太大影響，但發生在直接轉換接收機時卻可能使其性能嚴重地變差。接下來，就讓我們來了解這些讓電路設計者相當頭痛的問題。

直流電壓偏移

直流電壓偏移（DC-offsets）應該可以算是直接轉換接收機的基頻電路部分面臨到最嚴重的一個問題，不但使得所想要的信號失真走樣，還可能造成後級電路的飽和。即使撇開積體電路中元件不匹配或是信號線不對稱等常見到的因素不談，直流偏移還會因為本地振盪信號，或是信號頻道內的強大干擾信號在混波器中的自身混波現象而產生。

本地振盪信號洩漏

本地振盪信號的洩漏（LO Leakage）是造成其自身混波的主要因素，因此先簡述這個現象的發生，與減弱它的一些方法。首先要知道，混波器的射頻輸入端與本地振盪輸入端之間的隔離度，並不是一個完全的隔絕程度。因此，當本地振盪信號透過基板（Substrate）耦合的方式；或是信號金屬繞線之間電容性的耦合方式，有過量的信號傳至混波器射頻輸入端時，就會造成其自身混波而產生直流偏移。

基板耦合效應可利用製程中將基板導電率降低來解決，如以絕緣材質來作基板的SOI（Silicon-on-insulator）[1]技術。而金屬線之間電容耦合效應，則可在佈局時讓射頻信號線與本地振盪信號線互呈垂直方向，便能大大將低其相互的耦合量。在過去的接收機設計中，因為在晶片設計中的壓控振盪器性能尚未達到系統之要求，因此多是利用零組件式壓控振盪器由外部輸入。因此經由晶片封裝時打線之間電感耦合效應，本地振盪信號也會產生洩漏現象。

如果在應用時的PC板佈局不當，本地振盪信號甚至會從天線洩漏出去。這樣子不僅會對在鄰近的無線通訊系統產生干擾，而且若是信號傳遞至外部物體而產生反射，此反射信號又傳回至天線，那麼本地振盪信號自身混波所產生的直流偏移還會呈現時變性。不過在近年來的設計中，因為晶片中的被動元件如電感的Q值已不如從前那樣低，壓控振盪器的性能也獲得了提昇，在適當的功率消耗下達成系統規格不再是個難題，將其整合進收發機晶片裡也成了相當普遍的趨勢。

對於強大的射頻干擾信號在混波器中的自身混波現象，其所產生的直流偏移也是呈現時變性的，因為沒辦法知道何時這樣的干擾會出現在天線端。除了將電路上的線性度（此指IIP2）[2]提昇之外，要對於混波器電路佈局上的對稱性多加注意，並儘量降低元件之間可能會產生的不匹配。例如電阻的尺寸不要使用過低的長寬比，如果阻值真的很小時，也用多個較大的電阻去並聯產生等效的小阻值。此外應該儘量避免使用過小尺寸的電晶體，從晶圓代工廠所提供的資料顯示，較大尺寸的電晶體能夠在製程中維持較小的相互變異。

對於直流偏移電壓這個問題，最直接的解決方法是利用交流式電容耦合來傳遞信號，使前級電路所產生的直流偏移不至於進入後級電路而影響接收機整體的性能。但是必須先利用特殊調變技術，將信號頻譜上零頻附近的信號能量降得很低。這樣在信號傳遞時，即使因為電容的高通特性而使零頻附近的信號有所衰減也無妨。如在攜帶型傳呼器所使用FSK[3]調變，就是屬於無零頻式或是無直流式（DC-free）調變。對於零頻附近的信號能量較高的系統，就必須使用直流偏移相消（DCOC）[3]電路來解決問題，通常是利用類比或是數位信號處理的方式去估計直流偏移量並將之消除，但是這往往增加了系統的複雜度。

經過頻率調變（FM）和相位調變（如QPSK）[3]的信號，由於在頻譜上載波的兩邊所帶的資訊不同，因此必須利用一對正交(即相位差90度)的本地振盪信號，將其分別解調至基頻。相較於外差式接收機，直接轉換接收機的本地振盪信號的相位誤差與振幅誤差會對其性能有較大影響，這是因為其本地振盪信號的頻率較高，所用的電晶體或是被動元件都會較小，積體電路製程中不對稱的寄生效應較易產生。此外，在直接轉換接收機裡進入混波器的射頻信號強度還很低，尚需要隨後的基頻放大器電路或是濾波器電路將之放大，這些電路彼此間都還會有不對稱的效應，造成在信號上面相位誤差與振幅誤差的繼續惡化。

寬中頻與低中頻接收機

在此我們對這兩種接收機一起討論比較，因為它們都是屬於雙轉換式或者說都是外差式的接收機，但又比傳統外差式接收機有更多的優點，且都符合單晶片系統整合的趨勢。

《圖三　寬中頻雙轉換接收機架構簡圖》

(圖三)中所示為寬中頻接收機的架構圖，由於其較高的中頻頻率，使得鏡像頻率與信號頻率相距甚遠，因此具有部分鏡頻抑制的效果。主要的鏡頻抑制在第二次降頻時處理，其鏡頻相消原理和Weaver receiver 架構相同，利用四個混波器的輸出適當相加造成鏡頻信號相消[4]。因為是利用信號相加造成鏡頻消除，而非針對特定的頻率去設計，因此這種鏡頻抑制的方式能夠達成較寬範圍的鏡頻抑制。

此外，利用第二次降頻中的本地振盪信號來作頻段選取，因此在第一次降頻時所用的本地振盪信號是固定頻率的振盪器，不難達成相當好的相位雜音。此外，兩個振盪器頻率和射頻信號頻率相差很多，在直接轉換接收機中因為自身混波而導致的直流偏移也能大大降低。但是也由於第二次降頻中的本地振盪頻率較低，其可調頻率對於整個要通過的信號頻帶，比起一個高頻的本地振盪器所能達到的可調頻率相對地較窄。而正交信號之間的角度振幅不對稱，不但造成鏡頻抑制效果變差，還會直接影響解調之後的信號品質，使接收機的特性變差。

《圖四　低中頻雙轉換接收機架構簡圖》

低中頻接收機架構的原理基本上和寬中頻接收機架構很相似，它更結合了外差式與直接轉換兩者的優點。其架構圖如(圖四)所示，也是利用正交兩路降頻後的信號相加使鏡頻自動消除。和高中頻雙轉換架構最大的不同，在於其中頻頻率相當低，一般是選取在信號通道頻寬的一至二倍的頻率。如圖四所示，在第一次降頻後利用類比數位轉換器（Analog-to-Digital Converter；ADC）去將信號作取樣並數位化，這個類比數位轉換器必須是擁有很好的解析度，以便利於後段的鏡頻消除混波過程。

雖然低中頻接收機需要的類比數位轉換器必須比其他架構的解析度更高，但是進入此類比數位轉換器的信號不包含零頻，因此可以用交流偶合方式來輸入信號，可省去為了解決直流偏移問題而存在於其他系統之中的直流偏移消除電路，大大降低了類比設計的複雜度，我們也可把它看成是將類比電路的複雜度減低，並將其轉嫁到數位電路部分。

低中頻接收機相較於寬中頻接收機有一個相當大的優點，在於後段的鏡頻消除混波已變成數位信號處理方式，這代表此段鏡頻消除混波過程中，正交信號之間並不會再產生額外的角度或是增益上的誤差。甚至於前級電路所產生的正交信號誤差，還能透過適當方式將之校正。如此一來，前級類比電路的誤差規格便可變得較寬鬆而容易設計了。

結語

希望經過以上的討論，能夠幫助讀者認識這些常見的接收機架構。在實際無線產品的應用上，架構的選取還是必須考慮到系統的需求、研發人力與時間、生產成本等現實因素，因此各公司所採用之架構也就不盡相同。例如市面上所販售的接收機晶片中，Intersil無線區域網路802.11b晶片採外差式架構；Connexant GSM手機晶片採直接轉換架構[5]；Atheros 802.11a採高中頻架構；而Silicon Labs. GSM手機晶片則採低中頻架構。此外，由於未來的趨勢在於類比與數位電路的單一晶片整合，射頻電路面臨需要在奈米級的數位製程中實現的考驗。也許選擇一個設計流程完善的製程，或是射頻模型技術支援度高的晶圓代工廠，才是將射頻產品導向成功的正途。

（作者為台大電子工程學研究所/台大系統晶片中心研發教授呂學士；研究生陳筱青）