本文將探討的安定器就是這樣的示例，輸出功率高達200W。該安定器主要由截然不同的三級組成：首先是前級EMI濾波器和整流的功率因數控制器；其次是基於LLC拓樸的直流-直流（DC-DC）轉換器；最後是三個開關模式電流源。

這個設計如下所述，能夠驅動大約105個功率LED，總體效率達90％。PFC 和 DC-DC的效率更是接近95％。

功率因數校正

功率因數校正（PFC）前級調節器一般以升壓拓樸來實現，並採用在臨界傳導模式（critical conduction mode，也稱為邊界或轉移模式）下運作的PFC控制器。對於最大150到200W的功率點，這被視為最高成本效益的解決方案。在臨界模式下，流經升壓電感的峰值電流受到嚴格控制，與瞬間整流輸入電壓成正比。不過，在關斷時間內，該電流降為零；當檢測到這個過零點（即電感去磁）時，下一個開關週期便會啟動。一如所見，平均電感電流與輸入電壓變化成正比，而這正是我們需要的結果。

PFC控制器在電壓模式下運作，MOSFET的傳導時間至少在一個電源線半週期內保持不變。導通時間保持不變，利用基本差分公式dI/dt＝V/L，便可以很容易獲得與輸入電壓變化成正比的峰值開關電流。接著，透過調節MOSFET的導通時間來感測和調整升壓轉換器的輸出電壓。電壓模式與電流模式相反的優點，是無需為產生參考信號而感測整流輸入電壓，這樣就簡化了控制器本身，並減少了元件數目。臨界模式的一大優勢是，能夠在下一個開關週期開始之前感測升壓電感的去磁，使MOSFET零電流導通。因此開關損耗相當低，效率也很高，尤其是因為整流二極體的反向恢復不成為問題。但另一方面，峰值輸入電流比連續傳導模式（CCM）PFC的為高，並可能使EMI濾波器變得更複雜。

圖一所示為PFC及輸入級的示意圖。當應用設備上電時，C96經由R93a 和 R93b充電。當IC91達到啟動電壓，正常運作就會開始。這時，MOSFET的柵極會經過電路R96、D98和R99，使MOSFET得以快速關斷和較慢導通。由於對大電流和大電感元件的輸入要求，無法利用單個小尺寸磁芯來實現，所以升壓電感包含兩個不同的電感。為了獲得逐一脈衝過流保護，在控制器的CS輸入端對經過MOSFET的電流進行監控。輸出電壓被分壓器R910a & b及R911調節，並饋入晶片的誤差放大器，後者通過與COM引腳相連的網路被頻率補償。誤差放大器的輸出因此就決定了MOSFET的導通時間。通過監控電感之一的次級線圈上的電壓（饋入ZCD輸入）來檢測電感的去磁。在正常運作期間，控制器的電源也來自次級線圈，並被電路R94、C913、ZD91 和 D90所整流及限制。電阻91決定MOSFET的最大導通時間，使其小於滿負載所需時間和最小輸入電壓。R92的用途是利用輸入電壓對導通時間作進一步調節，以改善總體諧波失真（THD）。

如上所述，PFC預調節器產生400V的DC輸出電壓，然後饋入DC-DC控制器。

《圖一　200W DCM 電壓模式 PFC的示意圖》

隔離DC-DC轉換器

如前所述，獲得高效率的一個好方法是減小開關損耗。在這種情況下，目標是高功率密度，就應該選擇磁性元件是雙面磁化的拓樸結構 （及半橋或全橋拓樸）。降低開關損耗通常透過零電流和/或零電壓開關來達成，而零電流和/或零電壓開關可利用諧振電路完成。這種帶簡單LC諧振回路的轉換器存在一些缺點，下文會詳細闡述。因此，更好的選擇是一種被稱為LLC串聯諧振轉換器的結構。圖二的左圖就是這類轉換器的簡單示意圖。

《圖二　LLC轉換器（左）的簡單示意圖及其等效電路》

MOSFET Q1和Q2被兩個占空比幾乎達50％、頻率可變的互補方波訊號所驅動。在半橋拓樸中，低端和高端柵極訊號之間必須有一個很小的死區時間，以防止交叉傳導。這樣產生的方波訊號被饋入到由Lr、Cr和變壓器磁性電感Lm組成的諧振網路中。如下所示，Lm上的電壓幾乎是正弦曲線。該電壓被變換、整流、濾波，再饋入負載RL。到目前為止，該轉換器看起來很像標準LC諧振轉換器。然而，在LLC轉換器中，Lm比通常情況下小得多，與Lr在相同數量級，因而把諧振網路的特性從原來的第二階變為第三階。為了簡化諧振回路特性的深入分析，可把負載和整流器轉換為變壓器初級端的等效負載阻抗Rac。從圖二右邊的等效原理圖可見，等效負載與變壓器的磁性電感並聯。

圖三所示為增益與頻率的典型關係圖，電路參數如下：Cr＝22nF、Lr＝100μH、Lm＝500μH、Rac取200（綠色）和2k（黃色）之間的不同值，即Q＝0.033 .. 0.33。

《圖三　LLC網路在不同Rac值下的增益（dB）》

這圖三強調了LLC網路的兩個重要特性：

• ●在 0時的電路增益總是一致的；





• ●在 0 附近相當大的頻率範圍內負載相關性很小。

上面提到的第二點很重要，表明在這裡負載阻抗的改變不會像傳統LC串聯諧振轉換器那樣造成開關頻率的大變化。當從滿載到輕載時，後者可能出現十倍甚至更多的頻率變化。這麼大的頻率範圍很可能導致EMI問題。

實際波形的時域分析顯示，當運作頻率大於P.時，MOSFET導通時可實現零電流開關。即使滿載時Q值在0.2～1之間，這種傳遞的頻帶也相當窄，足以假設電流以基波為主。因此，在LLC轉換器的分析和計算中，一般用基頻正弦元件取代驅動方波。非常有趣的是，兩個MOSFET互換電流量中，相當大一部分是浪費的，這使得這些電流負載遠遠高於硬開關轉換器中的。此外，在諧振轉換器中選用帶快速恢復體二極體的MOSFET 比較理想[1]。

《圖四　400VDC→200VDC隔離轉換器示意圖》

參考文獻[2]詳細闡釋了LLC轉換器的原理和設計過程。其應用說明描述了如何把變壓器的洩漏電感用作諧振電感 Lr。雖然這種方案無需額外的電感，但必然加大變壓器的尺寸。要獲得所需的4 ..10 Lm/Lr 比值，變壓器尺寸只能變大，而且初級和次級線圈的耦合也鬆散。另一方面，大功率LED安定器的理想高度遠低於20mm，因此不得不使用EFD型變壓器和一個外置電感Lr。

圖四顯示了DC-DC轉換器的原理示意圖。該元件圍繞整合式LLC 控制器模組而設計。這個模組包含了一個帶精確CCO的控制器、一個高壓柵極驅動電路和兩個帶快速恢復體二極體的MOSFET。

該模組的啟動電流由PFC電源提供。當達到啟動電壓時，該元件便開始以R107決定的頻率運作，然後，由於不久之後C107開始充電，頻率斜坡下降至由C107決定的額定運作頻率（軟啟動）。

LLC電路由L101、TR1以及C102a與b組成。在次級端，轉換的電壓被D201～D204整流、被C201濾波。接著，透過D201、R201、C201和D206產生第二個更低的輸出電壓。

R204、C202、R207等以及OC1可構成反饋回路，使輸出電壓穩定。光耦合器的BJT連同R104組成一個與R105並聯的可變電阻，這個電阻值決定最小的運作頻率，並調節頻率。

D105、R108、C105和D102在正常運作期間為IC1通過供電電流。半橋的高端驅動器的供電電壓由靴帶式電路（bootstrap circuit）產生，後者由R106、D101 和C106組成。

流經下方MOSFET的電流由R101測量，網路R102/C102對訊號進行濾波，並饋入CS引腳。該引腳接收到的訊號相對晶片的接地引腳為負。如果該引腳的電平達到-0.6V，半橋被關斷直到下一個週期來臨。如果達到-0.9V，元件就會被關斷（AOCP）。後一種模式被閂鎖，只有在晶片的Vcc降至5V以下後才會復位。

電流源

目前，DC-DC轉換器涉及的這三種同類電源都採用降壓拓樸，並以電流模式PWM控制器為基礎。圖五所示為這些電源中之一的原理示意圖，電感L102的峰值電流通過分流電阻R13被轉換為電壓。這個電壓被輸入到控制器的電流感測引腳，使控制器保持峰值電感電流恒定。R10決定電流感測電平，R7決定運作頻率，在這一應用中大約為70kHz。

《圖五　保持LED電流穩定的電源示意圖》

在實際情況中，如果輸出連接有不同數量的LED，LED電流並不是完全固定不變的，因為占空比和平均電流會隨輸出電壓在輕微變化。但轉換器越是採用CCM模式運作，即L102值越高，電流也就越穩定。在大多數應用中，連接的LED數量根本沒有什麼變化。二極體輸出電壓（也被稱為正向電壓）的變化比較小，電流相當穩定。在最壞情況下，70％的最大占空比時，每個電流源最多可以驅動大約三十五個LED。

---作者任職於Fairchild快捷半導體公司---

參考資料：

• (1)Fast Body Diode MOSFET’ by Sampat Shekhawat, Power Systems Design Europe, October 2005.





• (2) Half-bridge LLC Resonant Converter Design Using FSFR-series Fairchild Power Switch （FPS™）, Application Note AN-4151, Fairchild Semiconductor, 2007.