尽管存在于散热设计计算的典型错误会强烈地影响电源元件的接点温度，而且与失败率及功率电子系统的可靠度有关，但这些错误并没有正确地被了解或透过经验法则进行测试。由于实际功耗损失波形相当复杂，没有精确估算的热阻抗与电阻值会分散在散热设计的电源元件中，而且会很难量测交换式电源元件之平均晶片面积的接点温度，而建立在功率级与散热设计的安全边缘通常不会处于最佳情况。由于动态负载改变导致操作条件的变动，元件中加热与冷却特征变化的效应将能直接在瞬态模拟期间验证一个功率MOSFET。
热系统描述
半导体元件的热反应对应用设计来说是非常重要的参数。事实上，由于必须对元件施加脉冲，因此是不可能量测到矽晶片接点温度的。当对矽晶片施加非常短的功率脉冲时，接点将达到极高的温度值；如此一来，在稳定操作期间内将无法评估热行为。一般来说，有三种不同的方法可传播热，分别为透过对流、辐射与传导。本文仅探讨传导方式。 (图一)为热在物理结构中的传导方式，(图二)则展示了一个可模拟热流的等效电路。
当对热系统施加一个功率级时，所有的讯息都会被包含在系统响应中。此外，在这种情况下，可能要考量一个温度阻抗是取决于可被忽略之特殊材料的线性热系统。同时，为了获得热阻抗，即使第一个方法的效果更好，也可能必须用热曲线取代冷却曲线。
举例来说，可以从(图三)的热阻抗图形获得热模型。
在这个图形中，热阻抗曲线的量测必须考量到数个工作周期值。其他模拟热阻抗的程序还必须考虑到数个使用电阻与电容所组成电网模型。
在这个例子中，很重要的一点是电阻、电容值与数种封装材料的规范并不相等。这些电网必须考量的关键仅是一个黑盒子，这个黑盒子可建立施加输入讯号，并反应系统与实际数据是相等的。这通常可测量到时间大于500μs的热阻抗。在时间范围达到500μs时，就会使用到数学模型。但为了满足功率脉冲高于100ms（使用一个TO220FP封装元件）的热阻抗曲线，可能必须考虑使用由三个RC电网（三极）所组成的电子电路。当功率脉冲持续时间减少到100ms以下时，就需要考虑使用更多的RC网路，以便符合实际数据。例如，当功率脉冲大于10μs时，可考虑使用六个RC网路；而当功率脉冲大于1μs时，则可考虑使用九个RC网路，如(图四)。
该元件可用来评估图四中所显示的复制曲线模型（红色曲线）。其模拟是针对不同数量的RC单元来进行。
如图四所示，为满足数种功率脉冲，必须减少复杂的电网持续时间。热阻抗与时间之间的关系可由下列公式二计算出来。
Vth(t)=Rth‧(1-exp(-t/)) --公式二
此处的τ是元件的接线到外壳的热时间常数,而Pd则是脉冲期间的功率耗散强度。因此,可得到公式三。
ΔT(t)=P(t)× Z(t) --公式三
实现PSPICE
为描述不同温度的电阻与源电压，本文展示的模型使用了不同的类比行为建模（Analog Behavioral Modeling；ABM）。使用ABM可获得在热与电气元件特征中的动态链接。为实现具备这些特征的模型，MOS M1将与一个第三级的MOS模型共同依常规描述。针对反覆或单一脉冲操作，模型中的温度可透过决定功耗来计算，并将得到的值与适当的热阻抗值Zth（t）相乘。接点温度资讯可透过ABM的Power diss功能获得。Power diss会计算MOSFET的瞬间操作损失，并以电流型式显示结果，如(公式四)所示。
此处的Tjunction为接点温度；Power diss是瞬间功率损失；Zth（t）是接点到外壳的热阻抗；而Tcase为外壳温度。如此一来，反馈模型即可达到接点温度，并固定像MOSFET驱动闸、散热等输入变量。一种Curve-Fit最佳化演算法可用来萃取所有的ABM数学式，从而获得比模拟及量测特征更好的功率MOSFET静态及动态特征图像。其结果取决于结构化模型与所选择的参数总量。 Curve-Fit最佳化演算法能在定义范围内改变参数，直到最适合的模拟确实发生为止。(图五)为自加热MOSFET模型的图形展示。其中Tj为元件的接点温度，它同时可用作为监控点，或连接到一个定义好的电压源，以使自加热功能失效。
不同温度下用来满足模型的实验数据
实验数据
- 输出特征；
- 崩溃电压；
- Trr；
- 闸电荷；
- RC热模型；
- 热系数；
- 非定位感应负载；
- VTH；
- 源汲电压VSD。
用来满足模型之不同温度的实验数据范例
模拟结果
这些模拟均使用STP25NM60N MOSFET(600V、140 mΩ max TO220)来验证模型。而针对MOSFET模型的模拟则使用PSpice TNOM进行,变量设定为25℃。
| 《图十三 在不同温度与闸电压下的仿真及测量曲线比较》 |
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| 《图十七 闸电荷（条件：Vdd＝450V；Id＝20A）》 |
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| 《图十九 Idrain、Bvdss、Tjunction（仿真图）》 |
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| 《图二十 针对感应负载开关与二极管恢复时间的测试电路》 |
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模拟聚合
这个自加热模型已通过数种电路配置测试。并建议设定下列选项：ABSTOL＝1μA。
| 《图二十一 恢复体二极管电流（Isd＝21A；Vsd＝100V）》 |
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结论
本文探讨了一种以经过测量之元件特征为基础，并具备热模型的全新PSpice功率MOSFET子电路，显示了在暂态分析期间内，MOSFET半导体晶片于任何特定时间内的温度。该电路包含了在电子与热元件之间的动态链接。本文所描述的作法可用来最佳化任何可能对MOSFET接点温度造成影响的电路外部元件。
（作者任职于ST意法半导体）
＜参考资料：
[1] F. Di Giovanni, G. Bazzano, A. Grimaldi, “A New PSPICE Power MOSFET Subcircuit with Associated Thermal Model”Power Electronics Specialist Conference Model”, PCIM 2002 Europe, pp.271-276, STMicroelectronics.
[2] G.Consentino, G.Bazzano, “Safe Operating Limits in Linear Mode for the Latest Generation of Low Voltage Power MOSFETs: A Mathematical Model and Experimental Results" PCIM Nuremberg 2005 STMicroelectronics.
[3] Alain Laprade, Scott Pearson, Stan Benczkowski, Gary Dolny, Frank Wheatley “A New PSPICE Electrothermal Subcircuit For Power MOSFETs Application Note Fairchild Semiconductor Corporation 2004.
[4] Dr. John W. Sofia Fundamentals of Thermal Resistance Measurement.
[5] Dr. John W. Sofia Electrical Thermal Resistance Measurements for Hybrids and Multi-Chip Packages.＞
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本文研究一种新型的高频DC-DC开关功率变换器 。它采用电流模式移相PWM控制，在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关（ZVS）。论文最后给出了实验结果和两个主要波形，并做出了详细的说明。
相关介绍请见「
电流模式控制倍流整流器ZVS PWM全桥DC-DC变换器的研究」一文。 |
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本文介绍一种新型的高频DC/DC开关功率变换器，它采用电流模式移相PWM控制，在较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关(ZVS)，并给出了仿真主电路和主要波形。 。你可在「
电流模式控制移相全桥零电压软开关(ZVS)DC/DC功率变换器」一文中得到进一步的介绍。 |
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提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、钳位元电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极体的反向恢复，从而提高了整个电路的效率，同时，该方案获得了低的总谐波畸变（THD）和较高的功率因数（PF）。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验资料。在「一种新颖的完全断续钳位元电流模式功率因数校正电路」一文为你做了相关的评析。 |
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凌特公司日前推出一款电流模式的PWM降压型DC/DC转换器——LT1933，此转换器带有一个0.75A的内部电源开关，采用微型6引脚SOT-23封装，输入电压范围在3.6V至36V，适用于各种电源的调整，包括汽车电源、24V工业电源和非调整的墙上接口(wall adapter)。你可参考
「凌特推出电流模式PWM降压型DC/DC转换器」一文。 |
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Intersil公司推出ISL6840至ISL6845系列单端电流模式PWM控制器，适用于电信、数位通信及伺服器应用中AC/DC和48V DC/DC转换器。
你可在「Intersil推出系列高性能单电流模式PWM控制器」一文中得到进一步的介绍。 |
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这款全新的转换器采用具有更高散热能力的小型CSP 封装(大小只有4mm x 4mm)，内含100伏(V) 的启动偏压稳压器、电流模式脉冲宽度调制(PWM) 控制器、 1.5A 功率金属氧化半导体场效应晶体管(MOSFET) 驱动器及高精度高频率控制电路。 .在「美国国家半导体推出适用于高效率电流模式电源供应器的高压单端转换器」一文为你做了相关的评析。 |
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