有很多相关研究和智财权（IP）所提供的方法都可以作出D类调变器。本文将介绍其基本概念。

调变技术

所有的D类调变将音效讯号的资讯编码为一连串的脉冲波。一般而言，脉冲宽度与音效讯号的振幅有关，而脉冲的频谱包含了想要的音效讯号和不想要（但不可避免）的高频内容。所有设计方法的整体高频功率总和约是相等的，因为时域波形的总功率雷同，而根据Parseval的理论，时域功率一定要等于频域功率。但是能量失真则大为不同：在某些方法中低杂讯底层的顶端会有高能量的音调，但在其他方法里，能量因被修整过所以音调会被消除，但杂讯底层较高。

脉冲宽度调变（PWM）

最常见的调变技术是脉冲宽度调变（PWM）。在概念上，PWM将输入音效讯号比作为固定载波频率进行的三角或斜面（ramping）波形，产生一连串有载波频率的脉冲波。在载波的每个周期内，PWM脉冲的责任宽度比（duty ratio）与音效讯号的振幅成正比。在(图一)中，音讯输入和三角波都以0V为中心，所以对输入为0时，输出脉冲的宽度责任比为50％。对大量的正向输入则接近于100％，大量的负向输入则近似0％。如果音效振幅超出三角波，会产生完全调变，脉冲列停止切换，而此一个别周期内的宽度责任比不是0％就是100％。

PWM吸引人的原因在于它能在PWM载波频率为几十万赫兹时达到100-dB或更好的音效频带SNR值，此频率低到足以限制输出级的切换损失。另外，很多PWM调变器在直到接近100％调变的范围内都是稳定的，在概念上可允许高达过载点的高输出功率。但是PWM有一些问题：首先，许多设计中的PWM过程本身就会有失真现象[4]；其次，PWM载波频率的谐波在AM收音机频带中产生电磁干扰；最后，PWM脉冲宽度在接近完全调变时变得非常小。这造成多数切换输出级闸道驱动电路的问题：有限的驱动能力，没有够快的速度作适当的切换，以在几奈秒的宽度中重现短脉冲波。因此，以PWM为主的放大器通常不可能作到完全调变，这限制了可达成的最大输出功率，比起只考虑供电电压、电晶体开启电阻和扬声器阻抗的理论最大值要少一些。

脉冲密度调变（PDM）

PWM的替代方案之一是脉冲密度调变（PDM），在一定时间内的脉冲数目与输入音效讯号的平均值成正比。个别的脉冲宽度不会像PWM的多变，而是「量子化」为调变器时脉周期的倍数。 1位元的sigma-delta调变为PDM的一种型式。

多数的sigma-delta高频能量分布于广大频率范围，而不是像PWM一样集中在载波频率倍数的音调上，这让sigma-delta调变具有比PWM更多的潜在EMI优点。能量依然存在于PDM取样时脉频率的影像上，但是在从3MHz到6MHz的典型时脉频率时，影像会在音讯频带的外侧，而且会受到LC低通滤波器的影响而大幅减弱。

Sigma-delta的另一项好处是，最小的脉冲宽度为一个取样时脉周期，即使在讯号接近完全调变的情况时也是如此。这有助于闸道驱动器的设计，并且可以安全运作到理论的全功率值。然而1位元的sigma-delta调变并不常用在D类放大器[4]，因为一般的1位元调变器仅能维持稳定到50％的调变。此外，至少要作到64倍取样才能达到足够的音讯频带SNR，所以输出资料速率通常都至少在1M​​Hz以上而功率效率也有限。

最近已经开发出自振荡放大器[5]，这种放大器一定包含有回授回路，因而具备测量调变器切换频率的回路性质，而不用外接时脉。高频能量的分布通常比PWM平均。回授电路可达到顶级的音质，但是由于回路是自我振荡的，因此难以与其他切换电路同步，或是要先将数位音源由数位转换成类比讯号才能连接。

全桥电路可以用「三段」调变来降低差动的电磁干扰。在常见的差动作业中，半桥A的输出极性必须要与半桥B相反。只会有两种差动作业状况：输出A高电位和输出B低电位；以及A低B高。不过当两个半桥输出同极性（同高或同低）时，会出现两种额外的一般模式状况。结合其中一组一般模式状况与差动状况就得到三段调变，LC滤波器的差动输入可以为正、0或是负。 0的状况可用来代表低功率等级，而不用像在两段设计中在正负间切换。在0的状况时LC滤波器只有很少的差动活动，这虽减少了差动电磁干扰，而实际上却增加了一般模式的电磁干扰。

差动的好处只适用于低功率等级，因为正和负的情况必须要维持固定以传送足够的功率到扬声器。三段调变设计方法中不断变化的一般模式电压等级代表着封闭回路放大器的设计难题。

抑制电磁干扰

使用D类放大器输出端的高频零件时必须慎重思考。如果没有充分了解和管理，这些零件会产生大量的电磁干扰并中断其他设备的运作。

有两种值得注意的电磁干扰：幅射到空间以及经由扬声器和电源线所传导的讯号。 D类调变设计方法能测量传导及幅射电磁干扰的零件基线频谱。不过有一些电路板层级的设计技术能减少D类放大器所发出的电磁干扰，不论其基线频谱为何。

一个有用的定律是将负载高频电流的回路区域减到最小，因为电磁干扰强度与回路区域和回路接近其他电路的程度有关。比如说，整个LC滤波器（包括扬声器的接线）的规划应该要尽可能地精简，并紧靠着放大器。电流驱动和回归路径的轨迹应该保持在同一条，将回路区域最小化（使用绞线当作扬声器的线路是有帮助的）。

另一个要注意的地方是当切换输出级电晶体的闸道电容器所产生的大量电荷瞬变电流。一般来说这种电荷来自于贮存电容，形成了包括两种电容的电流回路。将回路区域最小化可以消弭此回路的瞬变电流电磁干扰影响，也就是将贮存电容尽可能地紧临电晶体。

有时候加入串联放大器电流的扼流圈（RF choke）是可行的。经由适当的配置后，它们可以限制高频瞬变电流在靠近放大器的本地回路，而不会延着电源线长距离传导。

如果闸道驱动非重叠时间很长，由扬声器或LC滤波器产生的电感电流可能会造成输出级电晶体终端的寄生二极体发生顺向偏压。当非重叠时间结束时，二极体上的偏压会由顺向改成反向。大量的反向回复突波会在二极体完全关闭前流出，变成一个麻烦的电磁干扰来源。维持很短的非重叠时间可以将此问题减到最小（也适合减少音效失真）。

假使反向回复行为仍然无法令人满意，可以并联萧基二极体和电晶体的寄生二极体，使电流转移并防止寄生二极体被开启。这会有用的原因是萧基二极体接合的金属半导体在本质上不受反向回复效应的影响。

具有超环面电感核心的LC滤波器可以将放大器电流产生的杂散磁场线减到最少。由较便宜的鼓面核心所产生的幅射可以经由覆盖而减少，并进而成为一个兼顾成本和EMI性能的良好折衷方案，但必须确保覆盖不会影响电感器线性和扬声器音质使得使用者无法接受。

LC滤波器设计

为了节省成本和电路板空间，大部份的D类放大器LC滤波器都是采用二阶低通设计。 (图二)描绘出差动版的二阶LC滤波器。扬声器的作用是减缓电路固有的共振。即使扬声器的阻抗有时候近似于普通的电阻，真正的阻抗是更复杂且可能包含重要的反应零件。为了得到最好的滤波器设计结果，设计者永远要寻求使用精确的扬声器模型。

常用的滤波器设计是针对在要处理的最高音讯频率最小化时，滤波器响应下降的最低频宽。如果在高达20kHz的频率想要有少于1dB的下降幅度，那么典型滤波器就有40-kHz的Butterworth响应（以达到最大的平通频带）。

如果设计内容不包括扬声器的回授，扬声器的THD值会受LC滤波器零件的线性影响。

电感器设计因素

设计或挑选电感器的重要因素包括核心的电流等级、形状以及绕线电阻。

电流等级

选择的核心应该要高于预期放大器电流的最高电流等级。理由是如果电流超过电流等级临界值且磁通密度太高，许多电感核心会产生磁场饱合并造成有害的剧幅电感衰减。

电感是用线圈缠绕核心所作成。如果缠很多圈，则总线圈长度所造成的电阻会非常明显。既然电阻串联着半桥和扬声器，部分输出功率会因此损耗。如果电阻太高，使用较粗的线圈或换用不同材质的核心，减少绕圈圈数可以得到理想的电感值。此外，电感的型式也将会影响EMI。

系统成本

影响D类放大器音效系统整体成本的重要因素为何？又该如何将成本最小化？

D类放大器的主动零件为交换输出级和调变器。这些建构成本约略等于类比线性放大器。当考虑其他系统零件时才是真正要作取舍的时候。

D类放大器较低的损耗量可节省诸如散热鳍或风扇的冷却装置成本及空间。 D类放大器可以使用比线性放大器小和便宜的封装方式。当由数位音讯来源驱动时，类比线性放大器需要数位类比转换器（DAC）将音讯转换为类比形式。类比输入的D类放大器也是如此，不过数位输入的种类就有效整合了DAC功能。

在另一方面，D类放大器的主要成本劣势是LC滤波器。特别是电感器这种零件占用电路板空间并增加费用。高功率放大器的整体系统成本仍然是具竞争力的，因为LC滤波器的成本被大幅节省的冷却装置所减低。但是在易受成本影响且低功率的应用方案中，电感器的费用变成十分棘手。在用于行动电话的便宜放大器中，放大器IC可能比整个LC滤波器成本还便宜。此外，即使忽略货币成本，LC滤波器所占用的电路板空间对小型应用来说仍然是个问题。

为了解决这些顾虑，有时候会完全不用LC滤波器，而产生了无滤波器放大器。这虽节省了成本和空间，但失去了低通滤波的优点。没有滤波器的电磁干扰和高频功率损耗可能会上升到无法接受的程度，除非扬声器是电感式的而且非常靠近放大器，电流回路极小，而且功率等级很低。即使像是行动电话的应用可以作到，对家庭音响等的高功率系统却不适用。

另一个方法是减少每个音讯频道所需要的LC滤波器数目。这可以用单端半桥输出级来作到，只需要差动、全桥电路一半数目的电感和电容。可是如果半桥需要双极供电，产生负向电源的相关成本可能会相当高，除非负向电源已经为了一些其他目的而存在，或者放大器有足够​​的音讯频道来分摊负向电源的成本。半桥电路也可以由单一电源供电，但这将减少输出功率而经常需要辅以大型的直流阻隔电容器。

结语

所有前面所讨论过的设计难题可以整合出一个需求相当高的专案。为了节省设计者的时间，供应商必须能提供众多采用可程式化增益放大器、调变器和功率输出级的D类放大器积体电路。每一种放大器都具有样板以简化评估。每一块板子的PCB配置和材料清单都是切实可行的参考设计，这将有助于顾客快速设计出可行且符合成本效益的音效系统，而不必从D类放大器设计的「石器时代」设计难题重头开始解决。

…作者任职于ADI美商亚德诺…

＜参考资料：

1.International Rectifier, Application Note AN-978, "HV Floating MOS-Gate Driver ICs."

2.Nyboe, F., et al, "Time Domain Analysis of Open-Loop Distortion in Class D Amplifier Output Stages,"presented at the AES 27th International Conference, Copenhagen, Denmark,

September 2005.

3.Zhang, L., et al, "Real-Time Power Supply Compensation for Noise-Shaped Class D Amplifier,"Presented at the 117th AES Convention,San Francisco,CA,October 2004.

4. Nielsen, K., "A Review and Comparison of Pulse-Width Modulation（PWM） Methods for Analog and Digital Input Switching Power Amplifiers,"Presented at the 102nd AES

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5.Putzeys, B., 浿simple Self-Oscillating Class D Amplifier with Full Output Filter Control, Presented at the 118th AES Convention, Barcelona,​​ Spain, May 2005.

6.Gaalaas, E., et al, 洍integrated Stereo Delta-Sigma Class D Amplifier, IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 40, no. 12, December 2005, pp. 2388-2397. About the AD199x Modulator.

7.Morrow, P., et al,"A 20-W Stereo Class D Audio Output Stage in 0.6 mm BCDMOS Technology,"IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 39, no. 11, November 2004, pp. 1948-1958. About the AD199x Switching Output Stage.

8.PWM and Class-D Amplifiers with ADSP-BF535 BlackfinR Processors, Analog Devices Engineer-to-Engineer Note EE-242. ADI website: www.analog.com （Search） EE-242 （Go）＞