在多层介电质结构如低温共烧陶瓷(LTCC, low temperature cofired ceramic) 中，电感、电容和传输线的设计有相当大的自由度。然而对螺旋型电感而言，由于受到尺寸和自共振频率的限制，当感值大于几个奈亨利(nano Henry)时则不容易制作，所以有论文[1-2]提出使用直线耦合电感来产生一个相当大的等效电感值的方法。图一是耦合电感的电路图。
在图一(a)中，L1和L2是没有任何耦合的自感值，M表示为两个电感间的互感值，图一(a)可等效成图一(b)，其中LL1、LL2、MM的转换公式如下。
只要能将M调整的够小，就可以的到很大的MM。实际使用时，可以使用如图二的布局来实现，如图二所示，编号为第三和第四层中的两条直线耦合电感被设计来实现L1、L2和M。然而在LTCC制程中的多层堆栈结构中，上下层不对正是无法避免的，一般而言，大约会有20至50毫米的误差，这将导致互感值产生变化。
一般直线耦合电感的Y-轴方向的尺寸约为几百微米并且远大于其在X-轴方向尺寸，因此X-轴方向的上下层不对正对于耦合电感有较大的影响。于是我们设计了一种对于X-轴方向的上下层不对正有较高容忍度之耦合电感。如果我们可以将直线耦合电感分成许多小段，且每一小段对于制程变异都有相反的效应，因制程变异而在每一小段所造成的影响将会彼此相消。结果我们就可以得到一组对于上下层不对正有较高容忍度的耦合电感。
图三为一可实现上述方法的电路，图中的耦合直线被分为二小段，实际使用时可以分成更多段，连接第一埠的金属在上层，连接第二埠的金属在下层。当上层介质向正X-轴方向偏移的时候，于第一段两线间的距离将会减少，而于第二段两线间的距离却会增加。两线间在第一段所减少的距离将会造成互感值M的增加及等效电感值MM的减少。第一段距离变小造成等效电感值MM的减少量将会与第二段距离变大造成等效电感值MM的增加量相互抵消。最后我们将可以在上下层不对正的情况下，得到一个较稳定的等效电感值MM。
由较高制程变异容忍度之组件实现传输零点的电路
为了验证我们所提出的耦合电感确实能在系统中发挥他们的效果，我们将其用来实现传输零点之电路如图四的电路示意图。电路中的Ls、Lp1及Lp2由我们所提出的耦合电感来实现，Cs则由类似EP 1,341,195的电容实现，本文中所使用的电容均为此种结构。由第一埠至第二埠的穿透系数所发生之零点将由Cs与Ls的共振来决定。任何Cs与Ls值的改变将会明显得表现在传输零点的位置变化。
图五显示了此电路的空间结构图。图五(a)我们使用所提出的耦合电感与电容来实现此电路设计，为了检验上下层不对正时对此路的影响，我们将上层金属电路偏移正X-轴50微米及负X-轴50微米如图五(b)、(c)所示。
图五(d)显示了由电容与直线耦合电感来实现传输零点之电路的空间结构图。我们一样将上层金属电路偏移正X-轴50微米及负X-轴50微米如图五(e)、(f)所示。
我们将比较使用所提出之耦合电感与直线耦合电感来实现电路的效能差异。图六示由仿真而获得的穿透系数。图六显示由电容与所提出耦合电感实现的传输零点电路与将其c正、负X-轴偏移50微米之穿透系数仿真结果。我们可以明显地看出，在上下层不对正的情况下，传输零点的位置几乎没变，它只偏移了+2.8%至-1.4%之间。
(表一) 两种电路之效能比较结果
表一提供了两种电路之效能比较结果。我们所提出的耦合电感比传统的直线耦合电感有较大的制程变异容忍度。
直线耦合电感 |
M(nH)
@4GHz |
MM(nH)
@4GHz |
Fzero
(GHz) |
提出的新电感 |
M(nH)
@3.5GHz |
MM(nH)
@3.5GHz |
Fzero
(GHz) |
上层
+x shift? 50μm
图五(e) |
0.165 |
1.884 |
4.54?? +11.5% |
上层
+x shift? 50μm
图五(e) |
0.113 |
2.136 |
3.63 ??+2.8% |
Nominal
图五(b) |
0.14 |
2.407 |
4.07?? 0% |
Nominal
图五(d) |
0.101 |
2.351 |
3.53?? 0% |
上层
图五(a)
-x shift? 50μm |
0.119 |
2.945 |
3.72?? -8.6% |
上层
图五(a)
图五(f) |
0.094 |
2.488 |
3.58?? -1.4% |
图五(c)
由较高制程变异容忍度之组件实现单频带带通滤波器进而在传输零点的位置、带通频率和其穿透系数的大小产生明显的变化。
进而在传输零点的位置、带通频率和其穿透系数的大小产生明显的变化。
电路的设计图
图九是由仿真而获得的穿透系数。图九(a)显示由所提出电容与所提出耦合电感实现的单频带带通滤波器并将其上层金属电路正、负X-轴偏移50微米之穿透系数仿真结果。我们可以明显地看出，在上下层不对正的情况下，传输零点的位置及中心频率的穿透系数几乎没变，它们只偏移了+2.8%至-1.4%及0.089dB至0.138dB。
图九(b)显示由所提出电容与直线耦合电感实现的单频带带通滤波器与将其上层金属电路正、负X-轴偏移50微米之穿透系数仿真结果。由图中可看出其传输零点的位置偏移了14.5%至-10.5%，而中心频率的穿透系数则改变了4.058dB至负0.737dB之间。
表二提供了两种电路之效能比较结果。此处再次验证我们所提出的耦合电感比传统的直线耦合电感有较大的制程变异容忍度。
Straight-
line
inductors |
Fzero
(GHz) |
S21(dB)
(@2.4GHz) |
proposed
inductors |
Fzero
(GHz) |
S21(dB)
(@2.4GHz) |
(表二) 两种电路之效能比较结果
Fig. 6(e) |
2.175?? +14.5% |
-6.115
-4.058dB |
(表二) 两种电路之效能比较结果
Fig. 6(b) |
1.95
2.6% |
-2.683 -0.138dB |
Nominal
Fig. 6(d) |
1.9??
0% |
-2.057
0dB |
Nominal
Fig. 6(a) |
1.9
0% |
-2.545??
0dB |
Top layer +x shift? 50μm
Fig. 6(f) |
1.7?? -10.5% |
-1.32
+0.737dB |
Top layer +x shift? 50μm
Fig. 6(c) |
1.875
-1.3% |
-2.634 -0.089dB |
Top layer -x shift? 50μm
传输零点电路之量测结果
传输零点电路于FR4材质之实作布局
结论
量测结果本研究提出了拥有高制程变异容忍度之耦合电感。为了验证我们所提出的耦合电感确实能在系统中发挥他们的效果，我们将其用来实现传输零点与单频带带通滤波器之电路。由图六及图表一的两种比较图可看出，用我们所提出的耦合电感来设计传输零点之电路时，即使有上下层不对正50微米的情况发生，传输零点的位置也几乎没变，只有的＋2.8%至-1.4%之间的变化。
比起由传统的耦合电感去实现电路时，传输零点位置剧烈变化从+11.5%至-8.6%的情况实在好了很多。
电路实作量测结果于图十一所示，图十一(a)为由提出之耦合电感所实现的传输零点电路之传输系数，其显示了传输零点位置集中即具有较大防止上下层不对正的稳定度。图十一(b)为由提出之电容及直线耦合电感所实现的传输零点电路之传输系数，其显示了传输零点位置分散即电路特性易受上下层不对正而影响。上述验证了我们所提出的耦合电感的确对于制程变异有很大的容忍度。
综合上述结论，所提出的耦合电感确实比直线耦合电感拥有较大的制程变异容忍度，且使产品大量生产时可获得较大的稳定度，进而改进良率降低成本。
此种电路可以实现于任何的多层介电质结构中，如LTCC (low temperature cofired ceramics)低温共烧陶瓷、多层的FR4基板、IC芯片内或是多层的软性电路板中。特别是软性电路板，即使制程本身没有偏差，由于电路板的弯曲一样会造成上下电路之间相对位置的改变，而造成电感值的变化。本结构一样可以提供较稳定的电感值。
---作者卢信嘉为国立台湾大学电机工程博士，现任台湾大学电子工程研究所助理教授；赵子威为国立台湾大学电子工程硕士；周晏田为国立台湾大学电子工程硕士，现为台湾大学电子工程研究所博士班学生---
参考文献:
[1] Albert Sutono, Joy Laskar and W. R. Smith, “Design of miniature multilayer on-package integrated image-reject filters,” IEEE Trans. Microwave Theory and Tech., vol. MTT-51 Part 1, pp. 156~162. Jan. 2003.
[2] Lap Kun Yeung and Ke-Li Wu, “A Compact second-order LTCC bandpass filter with two finite transmission zeros,” IEEE Trans. Microwave Theory and Tech., vol. MTT-51 No. 2, pp. 337~341, Feb. 2003.
相關时事单元
相關产业类别
相關关键字
相關产品类别
相關网站单元