摘要

目前行動通訊這類無線通訊應用對低耗電、小型化、省成本以及減少零件數等日益增加的市場壓力，已經造成學術界與業界重新興起對直接轉換接收器(DCR, Direct Conversion Receiver)的研究熱潮，由於超外差(superheterodyne)接收技術的成熟與大量使用，直接轉換技術在過去十年左右已經逐漸因為半導體製程技術的進步以及設計技巧的改進而逐漸興起，這篇文章將討論有關於DCR技術的各種特性以及所引發的一些相關問題。

介紹

和已經長久使用，1918年由Armstrong[1]所提出的超差外式接收器產品一樣，DCR技術的起源可以回溯到二十世紀的前半期，也就是F.M. Colebrook在1924年率先提出單一降頻轉換接收器的描述[2]，同時採用了homodyne這個名詞，進一步的後續發展則帶來1947年由D.G.Tucker[3]所發表的一篇文章，率先在接收器上使用了synchrodyne這個名詞，主要是針對測試儀器而非射頻應用的精密解調裝置所設計，而另一篇同樣由Tucker在1954年發表的論文[4]也介紹了當時已發表的各種不同單一降頻轉換接收器，同時清楚地區分了homodyne(有時也稱為相關檢波coherent detector)與synchrodyne接收器的不同：前者會回直接由如傳輸端電路取得本地振盪(LO, Local Oscillator)，另一個則會與輸入的載波同步產生自動運作的LO。

在過去大約十年間，無線通訊市場的興起以及單晶化積體電路技術的逐漸成形引發了DCR技術的研究熱潮，在與其他收發器所需的數位或類比線路整合後，極有可能達到單晶片射頻產品的問市，此外，市場也較為偏向多模式、多標準應用，同時並帶來了軟體化射頻技術的發展。

目前的文章通常會參考最近所發表的一些論文[5-6]，它們提供了關於DCR技術的一些深入探討與研究，同時也討論了重新興起的DCR技術熱潮。

雖然能夠克服傳統超外差接收技術的一些問題同時更加容易整合，DCR事實上還是面臨一連串的挑戰，在簡單介紹其他目前已經廣泛使用的接收器架構後，這篇文章將會針對直接轉換接收技術加以介紹，同時也將提出DCR相關的一些系統層次設計考量。

傳統的接收技術超外差式接收

超外差，或者比較常稱為外差式(heterodyne)接收器，是目前使用最廣泛的接收技術，這項技術的應用涵蓋了個人通信設備到收音機與電視調諧器上，同時經過長期完全測試，並且深為業界所了解。雖然它以各種不同的組合型式[7-9]展現，但基本上都根據相同的原理，也就是讓高頻RF信號先經過一個頻率選擇低雜訊放大電路，然後再轉換到一個較低頻率的中頻帶(IF)進行信號的大幅放大與進一步濾波動作，並依照調變的形式透過鑑相器或直接混波器轉換到基頻帶上，(圖一)為這個過程的基本概略描述。

《圖一　超外差接收器》

《圖二　超外差接收器中的假像信號消除與選擇功能(高端LO發射)》

超外差技術伴隨著一些優缺點，假像信號去除(image rejection) 就是這個架構普遍面臨的問題，在第一次降頻轉換到IF時，任何在fLO偏移fIF頻帶範圍內的信號，目標信號RF頻道的fLO反向處，會在降頻轉換頻道fIF產生一個混波值，在實際設計中，我們通常會使用一個RF帶通濾波器，通常為聲波表面濾波器(SAW, Surface Acoustic Wave)來在低雜訊放大器(LNA, Low Noise Amplifier)之前作頻帶選擇，並在LNA之後加入第二個濾波器來去除假像信號，如果這兩個濾波器完全相同，那麼它們就會共同分擔這兩項功能帶來的負擔，但是我們還是必須要特別在LNA之後加入部份的假像信號消除功能，因為如果沒有它的存在，那麼LNA的雜訊特性將會因為放大後的假像信號雜訊混入IF頻帶而倍增，因此在RF SAW濾波器之外，我們也可以使用其他的被動式濾波技術，如介電質或陶瓷濾波等。由(圖二)我們可以看出，IF值越高，假像信號消除濾波電路的截止頻率要求也就越寬鬆，在降到IF頻率時，臨近頻率的干擾會決定該頻道的濾波方式，這個工作會在頻帶選擇濾波器的第一個混波器之後進行，通常也是一個IF SAW濾波器。基本上在設計時，主要是依照以下的各種不同變數衡量來取得最好的結果：

．各個濾波器電路提供的過濾功能

．頻率的選擇規劃

．主動電路的線性程度

採用兩個IF提供了濾波器選擇的額外彈性，但同時也會造成頻率選擇規劃的複雜化。

這個選擇功能需要兩個濾波器，主要與分段頻寬有關，使得它在可見的未來不太適合達成整合，原因是目前採用的矽製程Qs值過低，因此必須要以較笨重的晶片外元件來達成，IF頻道濾波器在實現上更是特別需要高Q值的振盪器來達成，IF的值越高，濾波器的分段頻寬越鬆，也就是頻寬對中心頻率的比值會帶來更高Q值的需求，而這個高Q值需求大都是採用壓電式SAW與石英振盪濾波器來達成，而這也帶來了另外的限制，由於這些濾波器通常需要不太方便的終端阻抗，同時匹配會與相關主動式電路的雜訊、增益、線性度與功率消耗等衝突，分段的頻寬越窄，濾波器的帶通特性也會對各種匹配元件值的誤差更為敏感，此外，IF濾波器相對於信號頻寬的關連性也越高，再加上使用標準的考量，使得目前廣泛採用的超外差式接收器不太適合作為多重標準運作的應用。不過超外差式技術在高選擇性與靈敏度上則有相當不錯的表現。

鏡信號消除接收器

另一方面，透過三角原理計量法的靈巧應用，假像信號可以在不需要在LNA後端加上假像信號消除濾波器的情況下移除，而這也就是假像信號消除濾波器[8]與[10]的主要原理，首先推出的是1928年所提出的Hartley架構[11]，如(圖三)，它在本地振盪採用了兩個擁有正交相位關係的混波器，將IF信號分離成同向(I, In-phase)與正交(Q, Quadrature)兩個部份，接著在兩個信號路徑重新混合前將Q部份移位90o，這可使得在兩個信號路徑上同樣相位的目標信號加強，而在兩個信號路徑相位相反的假像信號則會被消除。Hartley架構的雙重使用，也就是Weaver假像信號消除接收器[12]，則透過使用第二個LO加入到另一個IF或基頻帶來將其中一個信號路徑作90o的相位偏移來實施相對相位的偏移，同樣也會達到相同的結果，請見(圖四)。

《圖三　Hartley假像信號消除架構》

《圖四　Weaver假像信號消除架構》

不過這些接收器的可靠度會大幅受到I/Q信號路徑精確度，也就是說兩條不同路徑間放大率與相位不平衡度的影響。

《圖五　低IF單一轉換接收器》

低IF單一轉換接放器

低IF單一轉換法為DCR的一個產物，請見(圖五)，我們會在以下的文章中針對它來討論，它的主要目的是保護接收器本身避免受到所有會發生在DCR上直流相關問題的影響，同時還能保有DCR不需高Q值IF濾波器的優點，就如名稱一樣，它不是直接將信號轉換到基頻帶上，而是將本地振盪LO稍微由高頻RF載波偏移大約一到兩個頻道，低IF代表的是IF帶通濾波器的分段頻寬較大，使得我們能夠用低Q值的元件來實現，而IF SAW，或者是同樣在高IF值情況下所需要的石英振盪濾波器，就可以利用一個主動式電阻電容(RC)濾波器或其他適合低頻率運作，同時容易達成矽晶片整合的濾波器來取代，低IF信號可以透過另一個混波器，甚至採用透過類比數位轉換器在數位領域中轉換成基頻帶信號來轉換到基頻帶上，當然，這會帶來快速且高解析度類比數位轉換器(DAC, Digital Analog Converter)的額外成本。如果IF頻率相當於只有一或兩個頻道的寬，那麼我們就無法在高頻RF信號提供假像信號消除功能，原因是RF濾波器的頻寬必須要大到足夠系統所有頻道信號通過，因此在這裡所有的假像信號去除功能必須要在正交降頻轉換到低IF值的過程中達成，在基頻帶轉換動作加入後，就與Hartley架構相當類似。

《圖六　擁有雙轉換的寬頻帶IF》

擁有雙重轉換的寬頻IF

(圖六)中的架構與超外差法非常類似，在這裡，第一個混波器採用一個固定頻率的LO，而所有RF頻帶的頻道則會轉換到IF，並且維持原本的相對關係，第二個混波器則採用可以調諧的LO，因此能夠用來選擇目標頻道並轉換到基頻帶上，接下來的低通濾波器則會抑制相鄰的頻帶信號。

直接轉換接收器

直接轉換接收，或者稱為homodyne或零中頻(Zero-IF)的作法請見(圖七)，這是目前透過載波接收資訊的最直接解決方案，不過直到最近十年左右的時間，這個技術才拓展到呼叫器應用之外的領域，例如[13]，雖然它擁有數個非常適合整合以及使用在多頻帶、多標準運作的特性，但是一些長久以來的觀念問題使得它一直處於超外差技術的陰影下。

首先，假像信號的問題不再存在，原因是IF值為零，同時目標頻道的假像信號，除了單一旁波帶信號之外，只有頻道本身，因此只需一個LO，這也代表了只有一個相位雜訊來源，因此需要笨重的晶片外加濾波器需求就不再存在，濾波動作只有在低頻，也就是基頻帶下才會發生，同時加入部份的放大功能，這代表著將會在更高頻部份耗用更少的功率來推動零件的寄生阻抗，同時也將使用更少的零件，並達到成本降低以及其他優點。在實用上，由於頻帶外的強烈干擾或遮蔽信號，因此需要在降頻轉換之前去除以避免造成後續電路飽和而降低接收器的靈敏度，或者產生會在基頻帶出現的諧振與內調變信號，這樣的濾波器事實上可以放在LNA之後。不過DCR本身也帶來了一些問題，底下我們就針對它們做進一步的討論。

《圖七　直接轉換接收器》

直流偏移

在直接轉換過程中，由於目標信號會在整個接收過程中的初期就轉換到基頻帶上，同時除了RF頻帶選擇之外並沒有任何濾波動作，因此有許多現象會產生直流信號，並且成為目標頻帶的信號干擾來源。

LO信號可能會透過非設計的路徑傳導或幅射到混波器的RF輸入端，造成自體混波的現象，並在混波器的輸出產生一個不想要的直流成份，請見(圖八)。

更糟的是，這個LO的洩漏還可能會到達LNA的輸入端，造成更強的干擾結果，這個效應將會造成LO、混波器與LNA整合在單一矽晶片基質上的困擾，因為在這裡有相當多造成隔離效果較差的原因，包括基質本身的耦合、地電位的跳動、連接線的幅射效果以及電容與電磁場的耦合等等。

而且較強的頻帶內干擾信號如果透過LNA放大的話，將可能會傳導到混波器的LO輸入端，請見(圖九)，從而再一次產生自體混波的效果。

《圖八　LO洩漏路徑》

《圖九　儲存頻帶內的干擾信號，由LNA放大》

由於無法做到完全的反向隔離，因此部份的LO功率會經過混波器與LNA到達天線，在頻帶上成為其他接收器干擾源的幅射功率，可能會讓系統無法達成功率幅射的要求標準。

有一點相當值得注意的是，由於LO頻率位於接收頻帶中，因為前端的濾波器對這個LO信號幅射並沒有任何抑制效果，而且幅射出的LO信號也可能會經由建築物或者是移動物體反射，然後又由天線再次接收，如(圖十)所示，不過這個效應與前面所提到的LO自體混波與遮蔽信號自體混波比較起來並沒有那麼重要。

LO或RF信號到反向混波器端的洩漏並不是產生直流信號的唯一來源，任何一個位於偶數階的非線性成份也可能會產生直流輸出，我們會在稍後進一步討論。

直流信號是否會影響接收器的靈敏度主要是依系統所採用的型態而定，相當明顯地，我們希望能夠在混波器的輸出加上交流耦合來消除這些直流雜訊，在呼叫器應用中的某些調變方式，如頻率位移編碼(FSK, Frequency-Shift Keying)等，在低頻頻譜成份濾除後會造成些微影響，請見(圖十一)。

不過，其他的一些調變方法會在直流產生峰值，同時電容性的交流耦合也會造成重大的資訊漏失，因此會大幅影響BER的表現。在如GSM的TDMA系統中，雖然在低頻頻譜上並沒有較大的信號，但是還是不能使用交流耦合，主要的原因是與TDMA系統中必須擁有交流耦合電容的存在相衝突，這個電容值必須要大到足夠避免對直流信號造成寬廣的凹陷範圍，但是又必須小到足以在資料接收開始之前完成所有因接收器電源啟動(每個訊框)所造成的轉態動作。

《圖十　透過天線所發射、反射與折射的LO信號》

《圖十一　調變頻譜的高通濾波功能》

《圖十二　採用DSP的直流偏移消除BER改善效果》

在無法從事交流耦合的TDMA接收器中，未動作時間，也就是在開始接收之前，還是能夠藉由將偏移值儲存到一顆電容上，然後將它在爆發(burst)過程中由信號路徑上減去而加以利用，這和通常用來校正於超外差TDMA接收器中第二個混波器上所發生直流偏移的方法相同，這個混波器的目的是轉換到基頻帶，在這樣的情況下，造成直流問題的原因就只剩下LO自體混波的動作，這個方法中，由接收器所產生的直流成份可以透過在接收爆發動作之前的預先測量而取得。

在使用這個方法時，有一點相當重要的是，混波器之前的信號路徑需要在直流預先測量時斷開，以避免任何較大的遮蔽信號影響到結果，而可能會在任何時間發生的遮蔽信號，通常會造成變動或不定的偏移，而且先測量然後再減去的程序並無法修正這些偏移，原因是遮蔽信號可能會在測量，而非在爆發動作時，或者是在相反的情況下發生。由遮蔽信號帶來的直流成份最有效測量方法是消除自體混波的路徑，同時將線性程度最大化以便從一開始就避免直流信號的產生，不過如果無法達成的話，還是有可能以在基頻帶時所執行的數位信號處理動作來將這些直流信號加以去除。

我們可以利用DSP技巧來移除TDMA系統中的直流偏移，使用的是無法在類比領域中達成的方法，那就是將一個完整時間槽的接收信號予以緩衝，取得平均值，然後在每一個信號的資料點加以移除，所得到的信號結果平均值為零，以GSM這類系統而言，這個作法帶來的一個不良影響是任何信號中的直流成份都會被移除，不過這類效應的影響通常相當地小。(圖十二)為典型GSM接收器中採用這個方法的情況，這項技術可以透過追蹤爆發過程中部份信號的平均值來加以改善，使得它能夠偵測到突然的干擾或遮蔽信號，並且只有在它們發生時才去掉這些直流成份。當然，謹慎細心的電路板佈局安排同樣也可以改善隔離的效果。

非線性度

正如前面所討論，DCR的另一個問題是它的非線性度，和超外差接收器一樣，DCR也有寄生響應的問題，在超外差技術中，它會發生在RF輸入頻率為：

時，而在DCR中則會發生在

的情況下，當遮蔽信號的載波落在這些寄生頻率其中之一，信號就會在轉換到基頻帶時頻寬有所偏移，大小則依寄生的位階而定。

不過更重要的是，不管是否是位在寄生頻率上，較大的遮蔽信號同時也會造成DCR中的直流信號，這些直流信號出現在混波器的輸出，並透過基頻帶電路放大，主要的來源是第二階混波器的非線性度，分別定義為第二階截止點IP2(second order Intercept point)與第二階內調變IM2(second order intermodulation)，這些情況可以透過相當良好的平衡電路設計來減緩，不過就在不久之前，由於天線與外差式預選擇濾波器通常採用單端式設計，因此混波器與LNA也需要採用單端式設計。

在大部份的系統中，第三階的內調變相當重要，因為它通常會落在頻率範圍內目標信號附近，通常稱它為第三階截止點IP3，在直接轉換架構中，第二階內調變則變得相當重要，因為它會產生基頻帶信號，形成降頻後目標信琥的干擾信號，第二階的非線性度是以IP2來測量，IP2則是以與IP3相同的方式定義，請見(圖十三)。

《圖十三　第二階截止點(IP2)》

我們可以進行雙音(2-tone)或單音(1-tone)測試，同時IP2則會以雙音測試中的低頻拍譜外插，或單音測試中的直流成份來定義，直到基本曲線截止，以單音測試為例，輸入的信號為：

假設非線性度可以由一個多項式來代表：

那麼我們可以由這些方程式與圖十三中看出，因第二階非線性度所產生的直流成份會以基本信號的二倍斜率以對數單位增加。在截止點時

由第二階所產生的倍增斜率為

雜訊

由於在DCR中大部份的放大功能都放在混波器之後的基頻帶處理電路上，因此低頻雜訊就成了需要注意的重點[14]，就算是只有數mV的微弱基頻帶信號也相當容易造成雜訊，這就需要更強的射頻電路增益以改善基頻帶電路的較差雜訊特性，當然這也必須要考量到前面提到，因較高射頻增益所帶來的線性度問題。

閃爍雜訊(flicker noise)，也就是1/f雜訊，為主要的基頻帶雜訊來源，伴隨直流信號路徑，它的頻譜反應與1/f成正比，在射頻線路中，1/f雜訊通常會調變到射頻信號上，而在採用基頻帶輸出混波器的情況下，1/f雜訊會有特別高的轉換增益，在實際應用時，閃爍雜訊對MOS元件的影響高過雙極式元件，通常會以與閘極串連的電壓源來看待。1/f雜訊會使得在高頻線路部份使用MOS的作法複雜化，原因是要將它在MOS製程中降低的主要方法是加大電晶體的尺寸，但這樣做則會增加元件的電容值，從而影響到射頻增益，因此，在DCR混波器設計上比較喜歡採用雙極性電晶體，而在混波器後的第一個基頻帶電路中，由於在低頻情況下電晶體的體積問題還是可行，因此可以採用MOS元件。

I/Q的不匹配性

由於LO的高頻率值，因此我們無法用數位的方式來實現IQ解調，類比式IQ解調電路在兩個分支之間會有增益與相位不平衡的情況，同時還會造成直流偏移，這種非完美性將會造成信號回復組合的失真。假設α與φ分別為解調正交埠之間的振幅與相位的匹配誤差，而加上的複雜信號就會擁有同相與正交的I與Q成份：

將高頻部份濾除：

《圖十四　由增益不平衡所造成的IQ解調不完美現象》

《圖十五　由相位不平衡所造成的IQ解調不完美現象》

(圖十四)與(圖十五)顯示了這個方法對組合圖形的影響，不過在DCR系統中，IQ匹配的問題不像在假像信號消除架構中那麼關鍵，而是只有在考量到調變的精確度時才顯得重要。

事實上已經有一些類比式或採用DSP的數位式調校與導入方法被提出以修正這些不平衡情況所帶來的問題，如[15]。

總結

直接轉換接收器是一個吸引人但也相當具有挑戰性的接收技術，最近已經成功地使用不同製程技術實現，並且應用到如呼叫器、行動電話、個人電腦與網際網路無線連接卡以及衛星接收器等產品上，同時整合程度也日益提高，相信在不久的未來將可以看到DCR出現在更多的應用上。