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HT46R24应用于锁相回路技术降低LCD萤幕漏电流效应 MCU创意设计与应用系列(4) 【作者： 林長華、洪宗佑】2007年03月16日 星期五

浏览人次：【11178】 随着数位时代的来临及电脑网路的普及，显示器平面化及薄型化已是必然的趋势，应用范围也逐渐从可携式的中小型产品扩展到资讯用的大型面板，除了替代传统的显示装置，各种的新应用也不断地推陈出新。背光模组可说是平面显示器中不可或缺的光源驱动组件，它决定了灯管之可靠度及稳定度，其性能的好坏直接影响到LCD的显像品质。 通常LCD会覆盖大面积导电涂层并连接到系统接地来减轻电磁干扰（EMI）所造成之影响，但却因此造成电路与接地间产生许多的杂散电容，而造成极大之漏电流，因而增加输出电流之损耗，此外，就连覆盖在LCD上之金属外壳，亦会产生同样之效应[1]，此将影响到系统效率与系统稳定度。 为了改善因杂散电容所造成之漏电流效应，本文将传统输出回授控制改为前侧控制的架构[1]，并结合微控制器实现之锁相回路，以追踪系统之最佳操作频率[ 5]～[8],[10]，并稳定系统之输出功率。本文所采用之前侧控制乃是将变压器二次侧之冷阴极管浮接，并与系统之接地端分离，主要是要移除变压器二次侧和冷阴极管间漏电流之其中一个路径，并借此侦测因杂散电容造成之输入阻抗相位偏移，以配合锁相回路来追踪系统之最佳操作频率，提升背光谐振换流器之系统效率。 由于D类谐振换流器具效率佳、电路架构简单等优点[9]，故本文采用D类谐振换流器作为主电路架构。在背光模组的设计中，换流器主要是采用电磁式升压变压器配合谐振电路来提供起动与驱动之功能[6]，在本文中将推导出谐振换流器之数学模式，并以实验结果验证其理论之正确性。 　　 D类谐振换流器之分析与化简 (图一)所示为D类谐振换流器之电路架构，其中包含两个切换开关S1、S2、隔离电容Cc、谐振电感Lr、谐振电容Cr、升压式变压器T1与安定电容CB。当操作频率相当接近谐振频率时，主电路之负载品质因素（Load Quality Factor；QL）相当高，隔离电容Cc与谐振电路会将谐波与直流成份滤除，因此，可产生弦式电压、电流借以驱动冷阴极管。(图二)(a)所示为稳态下主电路之等效电路，其中升压式变压器一次侧激磁电感Lm、谐振电容Cr、谐振电感Lr与二次侧反射阻抗组成谐振槽；二次侧反射阻抗包含安定电容CB、杂散电容Cp与灯管阻抗RCCFL。 《图一 D类谐振换流器之主电路架构》 《图二 (a)D类谐振换流器之等效模型；(b)将图二(a)中二次侧组件转移至一次侧之等效电路；(c)将图二(b)简化之等效电路；(d)为图二(c)之串联等效电路。》 为了简化电路模型，其冷阴极管阻抗由等效电阻RCCFL取代，将其二次侧元件全部等效至一次侧，如图二(b)之等效电路，图中所有等效阻抗可表示为Zs（不包含谐振电感Lr）。 《公式一》 经简化后可得图二(c)，其中根据图二(c)与(公式一)可得图二(d)，由图二(d)可知，其输入阻抗Zi： 《公式二》 因此，可得系统之谐振频率如下式： 《公式三》 根据(公式三)模拟杂散电容Cp与谐振频率fr之关系图如下： 《图三 杂散电容Cp与谐振频率fr之关系》 由(图三)可知，谐振换流器之谐振频率fr将因杂散电容Cp影响而造成偏移，亦即工作点随之偏移。传统之回授控制方法无法随环境参数变化而自动调整最佳之工作频率，造成灯管之漏电流效应，而本文所提之的控制策略，可使操作频率随杂散电容效应而改变，以降低其漏电流效应，依据克希荷夫电流定律可得灯管电流iCCFL与杂散电容Cp之关系式如下： 《公式四》 根据(公式四)模拟杂散电容Cp与灯管电流iCCFL关系图如下： 《图四 杂散电容Cp与灯管电流iCCFL之关系》 由(图四)可知，杂散电容Cp将会使灯管电流大幅下降，若系统中之杂散电容Cp愈大，漏电流效应愈加显著，由于传统回授控制方法并无法有效克服杂散电容Cp对系统造成漏电流效应，因此，本文将冷阴极管浮接并改采前侧控制，结合微控制器所实现之锁相回路，使其追频行为更为精确，以有效地解决漏电流效应。 一般设计首先要使冷阴极管能正常起动，由于背光电路通常采取低电压输入，而冷阴极管却需以高电压起动，因此，主电路与负载间需要一升压变压器T1，其圈数比N可根据图2a及弦波近似法估计出冷阴极管暂态时的起动电压vstart与谐振槽输入电压vd之比值来决定： 《公式五》 在二次侧之安定电容CB与冷阴极管串联之目的是要确保负载为正阻抗特性[2]，事实上在高频操作下，灯管的稳定亦可采用电感，且会有更佳之效果，若考虑零件尺寸时仍多采用电容，于实作时为了能有效地降低冷阴极管的非线性特性，通常设置电容CB之阻抗大于冷阴极管的阻抗，然而若将安定电容CB设定过大之阻抗反而会增加电路损失。因此，由图二(d)可计算出谐振槽输入电压vd对灯管电压vCCFL之转移函数，若采用弦波近似法可得其关系式如下： 《公式六》 将上式取振幅值可得下式： 《公式七》 由(公式六)可知，稳态操作下之灯管电压与输入电压、操作频率、灯管特性、变压器特性（圈数比N）、谐振槽元​​件（谐振电感Lr及等效之谐振电容Ceq）及杂散电容Cp均息息相关。 《图五 锁相回路结构方块图》 《图六 一阶低通滤波器之电路》 锁相回路与前测控制之应用 锁相回路是由相位鉴别器（phase detector；PD）、低通滤波器（low pass filter；LPF）与压控振荡器（voltage controlled oscillator；VCO）所组成。 (图五)中所示为锁相回路结构方块图。在锁相回路中，相位鉴别器与滤波器之设计决定整个VCO的稳定度，在此是采用(图六)之一阶低通滤波器，主要是将锁相回路相位鉴别器之输出信号vψ输入低通滤波器以滤除其高频成分后，再将滤波器之输出端所提供的直流电压vLPF来控制VCO。该低通滤波器可藉由(图五)得知其转移函数如下式： 《公式一》

此转移函数的-3dB截止频率fCLPF，若设为本文所设定的操作频率fs，便可得到如下关系式：

《公式十》

《公式十一》

《图七 以锁相回路为基础之背光换流器之结构图》

(图七)所示为本文所提以锁相回路为基础之背光换流器之结构图，首先将回授控制改为前侧控制，亦即灯管改为浮接的方式，灯管电流改由变压器一次侧作感测，实际作法是藉由Rs取得输入电流信号，经整形电路后，再将此信号与谐振换流器之驱动信号vcomp（与谐振槽输入电压同相）送至相位鉴别器比较，取得两信号之相位差ψ，此相位差ψ即为输入阻抗Zi之相位角，将此相位差ψ经低通滤波器产生对应之输出电压，借此电压来调变VCO之输出频率，并同时回授至相位鉴别器，以达到追踪系统最佳频率之目的，故可达到最大之输出效率。其次，由于锁相回路的追频动作，使得系统相位角ψ可维持一固定值，并且根据图2a所示之等效模型，可推算出输入阻抗相位角之数学模式，借以分析杂散电容对系统之影响。

微控制器之应用与设计策略

《图八 以微控制器为基础之锁相回路控制器之结构图》

(图八)所示为本文所提的的以微控制器为基础之锁相回路控制器之结构图，当整形后的电流取样信号vsqu与谐振换流器之驱动信号vcomp（与谐振槽输入电压同相）送至相位鉴别器作比较，并取得两信号之相位差ψ，此相位差ψ即为输入阻抗Zi之相位角ψZi，将此相位差ψ经低通滤波器产生对应之输出电压，此电压将隐含杂散电容效应之影响，故在输入微控制器后，将藉由程式转换为一最佳之工作频率，以降低杂散电容效应之影响。

按(图九)所式微控制器之软体设计流程图,利用微控制器的类比/数位转换功能,将低通滤波器之输出电压vLPF进行A/D转换为对应之程式码，并转换为对应之PWM参数输出信号vPulse，亦即此输出PWM信号之责任周期将受相位差之调变，经低通滤波器产生对应之电压后即加至Cosc，借此调变系统之振荡频率，并使用微控制器的PFD（programmable frequency divider；PFD）功能将操作频率输出，故当杂散电容引入后，即会造成相位差变化，届时藉由微控制器所实现之锁相回路，将会调整适当之系统操作频率，使系统维持在最佳工作点。

《图九 微控制器之软件设计流程图》

设计考量与实测结果

冷阴极管本身为一非线性负载，不论其长度、直径或实体结构均影响其特性，因此，也影响到驱动电路之设计。一般而言，驱动灯管的电流波形以越接近弦波型式越佳，亦即其波形因数（crest factor）趋近于，不仅可减少EMI亦可提高灯管效率，虽然其他型式的波形有可能使灯管提供更高之亮度，却可能会缩短灯管之使用寿命[1]。采用的冷阴极管FL-24315之额定功率为3.6W，灯管之一般操作电压vCCFL及电流iCCFL分别为610Vrms及6mArms，起动电压vstart则为720Vrms。一般冷阴极管之操作频率约在25​​～85kHz[1]，本文中设定操作频率fs为56kHz，输入电压VD＝12VDC。在此所采用之电路架构中最重要的参数为升压变压器之圈数比N、激磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr、安定电容CB等相关之内部重要参数，其设计考量与步骤分述如下。

决定变压器圈数比N

冷阴极管均需以高电压来起动，因此，变压器需具有足够大之圈数比，但过高之圈数比可能破坏二次侧线材之绝缘，且不利于电路之薄型化，所以，变压器之圈数比只要设计在足以产生冷阴极管之起动电压即可，将上述参数vstart及代入(公式五)可得圈数比如下：

《公式十二》

决定谐振电感Lr及谐振电容Cr

根据(公式十二)，实际选用之变压器圈数比N＝150，其激磁电感Lm＝29.64μH，安定电容CB＝52pF（实际使用47pF）、灯管阻抗RCCFL＝vCCFL/iCCFL ≒102kΩ，操作频率fs=56kHz。再利用(公式七)可得稳态下之关系式：

《公式十三》

再由所设定之工作条件及(公式四)可得下式：

《公式十四》

代入已知参数，并将(公式十三)、(公式十四)求联立解，可计算出谐振电感Lr=34.36μH（实际使用34.92μH）、谐振电容Cr＝445nF（实际使用470nF）。

决定低通滤波器之参数值

若将fCLF=56kHz代入(公式时),可得下式:

《公式十五》

若CLPF选用220pF，将此CLPF代回(公式十五)，可推算RLPF＝12.91kΩ（实际使用12kΩ）。

估算杂散电容Cp

将实测结果灯管电流iCCFL与相位差ψZi代入(公式二)、(公式四)，以估算杂散电容Cp并模拟其三者之关系，如(图十)所示，并以一设计实例之量测结果以验证本文所提之理论与数学模式之正确性。

《图十 杂散电容Cp、灯管电流iCCFL与相位差ψZi 之3D关系图》

为了验证本文所提之控制策略对于降低漏电流效应之可行性，将以实际量测结果作比较，并将所得数据代入下式以估算出其效率η与电流提升率ρ。

《公式十六》

《公式十七》

《图十一 系统加入LCD金属外壳之示意图》

(图十一)所示为本文之量测示意图，将背光模组二次侧连接至冷阴极管之连接线置放于LCD金属外壳上，以验证二次侧电流受杂散电容之影响，其次，再加入本文所提之控制策略，并比较灯管电压vCCFL、灯管电流iCCFL与灯管功率PCCFL之变化。

《图十二 控制信号vcomp、灯管电流iCCFL于背光模块加入LCD金属外壳之量测结果：(a)使用传统之回授控制方法；(b)利用锁相回路结合前侧控制之方法。》

《图十三 输入电流iin与控制信号vcomp之相位差量测结果：(a)使用传统之回授控制方法；(b)利用锁相回路结合前侧控制之方法。》

(图十二)所示为本文所提之架构实际应用于LCD金属外壳之杂散电容效应之实验结果。 (图十二)(a)、(图十三)(a)与(图十四)(a)所示皆为传统作法，其系统之二次侧因漏电流效应，使灯管电流iCCFL约剩下2.5mA，相位差ψ约66°，灯管电压vCCFL约520Vrms，其灯管功率PCCFL=1.3W，再将灯管电流iCCFL与相位差ψ约代入(公式十五)、(公式二十)，可估算出影响系统之杂散电容值约为10.84pF。如图十二(b)、图十三(b)与图十四(b)所示则是利用本文所提之控制策略，同时能有效降低系统接地之大面积金属涂层所造成之漏电流效应，仍使灯管电流iCCFL亦维持5.5mA左右，相位差ψ约56°，灯管电压vCCFL约560Vrms，电流提升率ρ=60％，其灯管功率PCCFL=3.08W，再将灯管电流iCCFL与相位差ψ约代入(公式二)、(公式四)，可估算出影响系统之杂散电容值约为5.32pF。藉由以上量测结果，可以得知原本谐振电容Cr因受杂散电容Cp影响，故实际等效谐振电容为Ceq，且谐振槽特性受到改变，故将影响到二次侧回授的控制效果，因此，利用本文所提之前侧控制方式可达到降低杂散电容对系统所造成之漏电流效应，并藉由锁相回路达到追踪最佳频率与锁定相位之目的。

《图十四 背光模块加入LCD外壳之量测结果：(a)使用传统之回授控制方法；(b)利用锁相回路结合前侧控制之方法灯管电流iCCFL、灯管电压vCCFL与其灯管功率PCCFL量测结果。》

结语

本文首先建构D类谐振换流器之数学模式与设计准则，其次，将变压器二次侧浮接，并改采用前侧控制以大幅降低因杂散电容所造成之漏电流现象，藉由微控制器实现锁相回路之技术侦测因杂散电容造成之系统阻抗相位偏移，以产生最佳之工作频率，故可大幅提升系统效率，其系统稳定度亦得以大幅提升，无论是将系统加入LCD外壳亦或将系统加入接地之金属导电涂层的情况下，且系统处于稳态下所量测到的结果，本文所提出的控制策略，皆可有效将杂散电容降低至约5.32pF，至少可提升灯管电流约60％，且系统整体效率皆可达到91％以上。

---作者林长华为圣约翰（原新埔）科技大学电脑与通讯工程系专任教授；洪宗佑为圣约翰科技大学电脑与通讯工程系大学部二年级学生---

＜参考资料：

[ 1 ] MS Lin , WJ Ho , FY Shih , DY Chen and YP Wu , “A cold-cathode fluorescent lamp driver circuit with synchronous primary-side dimming control , ” IEEE Trans .Ind. Electr. , Vol. 45 , No. 2 , Apr. , 1998 .

[ 2 ] M. Jordan and John A. O'Connor , “ Resonant fluorescent lamp converter provides efficient and compact solution , ” Proc. IEEE-APEC’93 Conf. Record , PP. 424-431 , Mar. 1993 .

[ 3 ] J. H. Kweon, Y. C. Lin, and S. H. Yang, “ An analysis of the backlight inverter by topology , ” Proc. IEEE ISIE’01 Conf., Vol. 2 , PP. 896- 900, June 2001 .

[ 4 ] C. S. Moo, W. M. Chen and H. K. Hsien “Electronic ballast with piezoelectric transformer for cold cathode fluorescent lamps , ” Proc. IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol 150, pp.278-282, May 2003 .

[ 5 ] R. L. Lin and Y. T. Chen , “ Electronic ballast for fluorescent lamps with phase-locked loop control scheme , ” IEEE Trans. Power Electronics , Vol. 21 , No. 1 , PP. 254-262 , January 2006 .

[ 6 ] C. S. Moo, W. M. Chen and H. K. Hsien “Electronic ballast with piezoelectric transformer for cold cathode fluorescent lamps , ” Proc. IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol 150, PP. 278-282, May 2003 .

[ 7 ] R.-L. Lin and Y.-T. Chen %2C “ Phase-locked-loop-control

-based electronic把手里last佛瑞fluorescent lamps %2C ” IEE Proc.-Electr. Power Appl. %2C Vol. 152 %2C NO. 3 %2C PP. 669-676 %2C May 2005 .

[ 8 ] R. L. Lin and C. H. Wen %2C “ PLL control scheme for the electronic ballast with a current-equalization network %2C

” Journal Of Display Technology , Vol. 2 , No. 2 , PP. 160-169, June 2006 .

[ 9 ] GH Kweon , YC Lim and SH Yang , “ An analysis of the backlight inverter by topologies , ” IEEE International Symposium Industrial Electronics, 2001. Proceedings. ISIE 2001. Conf. , Vol. 2 , 12-16 , PP. 896 -900 June 2001 .

[ 10 ] J. Tian,​​ G. Berger, T. Reimann, M. Scherf and J. Petzoldt “ A half-bridge series resonant inverter for induction cookers using a novel FPGA-based control strategy , ” IEEE Power Electr. and Appl. , 2005 European Conf. , 11-14 , Sept. 2005 .

"[ 11 ] Datasheet “ HT46R24 ,” HOLTEK Semiconductor Inc .

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