近來，電氣設備的備援或無電荷耗電，在環保機構致力於減少電氣設備之功率浪費與流失的帶動下，愈來愈受到重視。這些機構還訂定了電器設備準則的計畫和提案，例如美國的 Energystar 計畫和德國的Blue Angel計畫，兩者目前正為全世界所採行。如果符合標準，製造商就可以為所生產的設備冠上Blue Angel和 Energystar 等標誌，表明為符合環保節約的設計。

這些計畫和提案日漸為全球所採行，不久即將適用於所有的電氣設備，設備的電源供應器也因而必須注重能源效率，在備援或關閉狀態下應當耗用極低的功率。

本文說明如何運用電路，讓採用整合開關器（Integrated Switcher）的反馳式電源供應器的無電荷/備援流失量降低。其作法是利用電路，依照電荷狀況來改變整合開關器裝置的作業模式，較高電荷時變換成準諧振（Quasi-resonant；QR）模式，輕電荷及無電荷狀況下變換成脈波比控制(Pulse Ratio Control；PRC)模式。在輕電荷及無電荷狀況下變換成 PRC模式時，電路可調整於 15-20kHz 的頻率範圍內作業，無負荷流失量即可由典型的 2.5W (以 230VAC 輸入計) 降為約 0.8W。無電荷時採取QR模式則會使電流於 300-350kHz 左右作業，導致切換的損失較高。

備援電流的作業

(圖一)中所示的電路為使用典型單一輸出反馳式電源供應器(IRIS40xx Integrated Switcher )。這組電路與其他 Application Note 不同之處在於多增加一組電路，使得無電荷和備援狀況下能以較低的功率操作。外加的這組電路由 Q1/R12/R13/C11/D8 所組成，這五個元件構成切換電路，可控制從偏壓繞組 B 流去 IRIS40xx 的回授 pin的QR回授信號通過，或者加以關閉。

備援電路的作業方式頗為單純，在此說明如下：D3/R5/C4/D4 構成延遲電路，將QR的資訊從偏壓繞組反饋給回授 pin，IRIS40xx 於是便偵測得出能量何時已全部從初級側轉到次級側，以及洩極電壓何時處於最低點，以作柔性切換。Q1 放在這條路徑中當作啟用或停用這道回授的開關，將 IRIS40xx 的作業模式從QR模式 (回授啟用時) 有效變換成為頻率較低的PRC 模式 (回授停用時)。

《圖一　實作備援電路的電源供應器典型電路》

這組電路監視著偏壓繞組的電壓，來決定何時變換模組。正常電荷下，偏壓繞組的電壓比較高，模式切換電路也已經設定好電壓值，使得這些情況下 Q1 會開啟、QR 回授/延遲電路啟用。當電路降為無電荷或輕電荷時，偏壓繞組的電壓會降到設定的電壓值以下，回授/延遲電路則會停用。

R12/R13/D8 構成電壓分隔裝置，來設定備援模式切換電路的切換值。切換值取決於橫跨 R13 與 D8 的電壓。偏壓繞組的電壓夠高時，電流會通過 D3/R12/R13 和 D8，造成跨過 R12的電壓 下降，橫跨 PNP 晶體管 Q1 的射 - 基介面也跟著下降；等到這個電壓開始升高到超過 0.6V，電流會注入 Q1 的射 - 基介面，將它開啟。如果偏壓繞組電壓降低，令橫跨 R12 的電壓 (連帶影響 Q1 的射 - 基介面) 低於 0.6V，流過 R12 的電流繼而降低甚至沒有電流通過，則 Q1 的集 - 基介面的前進偏壓不足，Q1 因而無法開啟，回授/延遲信號也就停用。

設計程序

在此舉例說明這部份的電路是如何設計和實作的情形。假設其餘的電路已經運用其他的 Application Note 設計完成。

首先以一般Vcc為17V的設計為例，如果偏壓繞組的整流器是類似 1n4148，則偏壓繞組的電壓會設計成 18V。

所以，正常電荷狀況下，點X處在能量移轉週期中有18V；現在我們想要選擇點X處在作業模式變換時的電壓值。答案顯然是低於 18V，所以選擇比預期的偏壓電壓稍低幾伏特的電壓，以確保在輕電荷的情況下能夠切換，另一方面在全負荷的狀況下也能夠進入 QR 模式。我們就選 15V (由於來自輸出控制電路的回授電流較高，因此輕或無電荷時偏壓繞組的電壓會下降)。

《圖二　電路從QR模式變為PRC模式的洩極波形(CH1)/Vcc(CH2)/FB(CH3)和負載電流(CH4)》

如果點 X 處有 15V，則 Q1 射極 (點 Y) 的電壓會由於 D3 的 Vf 而低 1V，因此 Y 處為 14V。Q1 會在橫跨射/基介面處有 0.6V 時開啟。我們把 R12 設為 620 Ohm，好讓當有 968A 的電流通過 R12 時，Q1 會開啟。所以如果希望點 Y 處有 14V 時 Q1 開啟，可以為 D8 設定齊納電壓，並用以下公式計算出 R13：

《公式一》

其中 Vy 於本範例中為 14V，I 為 968A，D8 可設為 11V 的「穩壓二極管」，則 R13 為 2.4k。

圖示的電路可將模式變換成低功率備援模式，從高於 1A 的任何電荷變換為0.05A或以下的電荷。

電路的波形

當負載電流如 CH4 所示從全荷載變換為無電荷時，輸出電壓提高以試圖挪移儲存的能量時，回授量也會隨著增加，於是回授量最後增加到達圖示中洩極波形平坦部份於 CH1 之前的那一點，FET 便停止切換；同時，FB pin (CH3) 不再獲得 QR 資訊，而且 Vcc 電壓 (CH2) 也隨著偏壓繞組當時不供應能量而降低，經過約 5ms，電路的回授值達到穩定，FET 又開始重新切換，但這次是以 PRC 模式作業，導致 Vcc 降低，而且 FB pin 處也沒有 QR 信號，如 CH3 電壓降低所示。上述狀況的作業期間，由於輸出處為無電荷狀態的緣故，回授值仍舊很高，因此電路只須從初級側移轉極其小量的能量到偏壓和輸出，即可維持電路穩定平衡，直到下一波電荷改變為止。

選用的外接超馳電路

(圖三) 所示為外接的超馳信號可如何用來使得電路進入 PRC 模式。FET Q2 可以是邏輯層次的 FET，允許使用微處理器或其他來源所發出的驅動信號。這組電路實作起來非常簡單。Q2 通常是關閉的，由負載電流來決定作業模式的狀況下，允許電路照常作業。當 Q2 開啟時，點 W 接地，使得 QR 信號短路，無法到達 FB pin，因此電路即預設在 PRC 模式下作業。

(作者任職於International Rectifier)

《圖三　部份 IRIS PSU 電路，說明超馳電路模式增添 Q2 的情形》