PC的功能和資料儲存容量不斷增加，操作方法愈來愈簡易，這一直推動著PC市場的持續成長。由Intel 和 AMD 針對桌上型及伺服器電腦所生產的更快速 GHz 級處理器，需要高電流、瞬態反應更快的 DC-DC 轉換器。在此同時，市場對$1,000美元以下的 PC 需求愈來愈大，成本效益比以往更顯重要。分散式電源供應器工程師所面臨的挑戰，是必須在尺寸精巧、最低成本的條件下，設計出熱、電效能良好的 DC-DC 轉換器。以下將討論如何採用20V MOSFET 取代 30V MOSFET ，以在合乎經濟原則的情況下，設計出適用於桌上型電腦及伺服器的高效率 DC-DC 轉換器。

瞭解 DC-DC 降壓轉換器的功率流失

Intel 及 AMD 最新提出的 CPU 電壓轉換器規格中，要求荷載電流變動率為 400A/(s，峰值電流超過 100A。即使處理器在單一時計週期之內，從低電流的「睡眠模式」執行電流荷載步階到達高電流的「作業模式」時，CPU 的核心供電壓仍須維持在指定的容差值以內。為能作出瞬態反應快速的電路，設計師傾向於將作業頻率提高。一邊提高頻率，一邊維持或甚至增加供電效率，必須要有縝密的設計方能達成，此為浩大工程。欲設計出高效能的 DC-DC 轉換器，瞭解同步降壓轉換器的功率流失情形是必須的步驟。

桌上型電源管理系統採取分散式架構，利用 AC-DC 電源供應器將 AC 線電壓 (85-265V) 向下轉換成 12VDC，轉換後的 12V DC 電壓又再利用 12V 輸入、降 2 V輸出的同步降壓轉換器，向下轉換成 CPU 所需的電壓。設計師可依照要求的電流值決定使用單一或是多部降壓轉換器。

功率MOSFET佔了降壓轉換器的功率流失一半以上，這對嚴重依賴效率的應用而言是項重要因素。經過進一步檢驗之後發現流失可分為兩種FET：控制 (Q1) 及同步 (Q2)，繼而以下列近似方程式加以計算：

《公式一》

Q1 會影響切換速度，因此嚴格要求將切換電荷 Qsw 及閘門電阻 Rg 降至最低，同時必須維持合理的接通電阻 R_DS(on)。最理想的情況是，在切換損失與傳導損失約略相同之下，R_DS(on) 與 Qsw 加權值相等，而達到最佳的效率。

同步 FET (即 Q2) 的流失主要是傳導流失，因此對於同步 FET 而言，RDS(on) 是最重要的參數；實際上，RDS(on) 越低，固然效率越佳，然而卻通常附帶使得成本增加。不過，隨著切換頻率愈來愈接近 1MHz，就必須更加留意驅動器散失的功率。因此，同步 FET 的總計閘門電荷 Qg 低是一大優點。

選擇 MOSFET

為了檢驗低電壓的 MOSFET 技術，已針對Intel DB850GB 上的二相位同步降壓轉換器執行效率量測，這是其中一款市售新型 Pentium-4 主機板。此一 DC-DC 轉換器設計具有 12 V輸入及 40 Amp，1.7 V輸出。降壓轉換器的設計是在同步 FET 插槽中，使用兩部 D-Pak 30 V裝置，在控制 FET 插槽中使用單一 D²Pak 的 25V 裝置。目前已運用相同矽材技術以及市售的 30V MOSFET，執行過若干次測試，以將 20V MOSFET 與 30V MOSFET 作出比較。MOSFET 的規格見(表一)所示。

既然是利用控制 MOSFET Q1 調整工作週期來轉換輸出電壓，因此 MOSFET Q1 必須能夠快速切換，而電荷參數也必須要低。從表一可以看出，IRFR3704 在設計上採取先進的平面技術以迎合控制 FET 插槽的需求。同樣地，同步 FET 插槽這部份也採取先進的平面製程，設計出低 R_DS(on) 的 IRFR3711。為驗證上述分析，使用下列 MOSFET 組合，針對內電路作一比較：

效率曲線見(圖一) 所示。慎選控制與同步 MOSFET 的配對可大幅提升轉換器的效率。以一對採用先進平面技術的 30V元件代替原來的元件，效率可增加 3%。以R_DS(on) 較低的 20 V元件取代30 V同步 FET，效率可多增 0.5%。以20V MOSFET 取代30V 控制 MOSFET，可使效率增加 0.8%。鑑於設計師有時偏好以相同的 MOSFET 來作為控制 FET 及同步 FET，因此已將 IRFR3704 的組合納入所有插槽中。這證實以 IRFR3704 作為控制 FET，以兩個 IRFR3711 作為同步 FET能達到最佳效能，於 220kHz 之下，與電路中的原來裝置相較，其效能可提高4%以上。

《圖一　220 kHz 作業頻率下，元件配對的效率》

切換頻率愈高，效率的改善情形愈顯著。(圖二) 所示為相同的 MOSFET 組合，只是切換頻率增加近原來的一倍 (410 KHz 與 220 KHz 之對比)。應注意的是 20 V元件與 30 V元件對照之下，效率仍舊提高 1.5%，而現行所用的元件則發生熱失控的情形。

《圖二　410 kHz 作業頻率下元件組合的效率》

熱效應的考量

若欲在尺寸精巧的條件下增進瞬態反應及達成高電流的方案，便需要具備較高的作業頻率。隨著電源供應器的尺寸縮小，可以供各種元件散熱的面積愈來愈小，熱管理也變得愈來愈困難。由於被動元件尺寸縮小，DC-DC 轉換器的功率流失大都來自功率半導體，於是功率半導體便成為功率流失的主因。矽材效率提高可使轉換器的效能改進，同時又能縮減方案的外型尺寸。例如採用效率更高之矽材的 D-Pak MOSFET ，在 PCB 板上需要較小的銅墊面積作散熱之用，因此可縮小電路板所佔空間。

上述各元件組合在 2 相位 DC-DC 轉換器內，於最大電流 40A 下分別以 220 kHz 及 440 kHz 操作，效能最佳的元件為 IRFR3704 加 IRFR3711 的組合。(圖三)顯示了 20V 組合在 220kHz 下的紅外線攝影照片，(圖四) 顯示了原來的 MOSFET。我們可以看出，使用 20V 元件代替現行使用的 30V 元件，接點溫度可下降 12℃ 。由於板溫降低，令效率提高及壽命延長。

《圖三　IRFR3704 及兩枚 IRFR3711的紅外線攝影照片，fSW=220KHz, Iout=40A: 最高表殼 94.2℃ , 最高導線 81.2℃ 》

《圖四　現行方案的紅外線攝影照片，fSW=220KHz, Iout=40A: 最高表殼 106.7℃, 最高導線 90.4℃ 》

20V MOSFET 技術的可靠度

使用 12V 匯流排時，20V MOSFET 提供必備的崩潰電壓。然而當同步 FET Q2 關閉時，由於汲極至來源電壓快速上升，會產生一些可超過12V 的振鈴現象。我們將 VDS 與 VGS 波形作出比較，以監測使用 20V MOSFET 與 30V MOSFET 時的振鈴情形，並於 40A 的全荷載之下執行量測。(圖五) 所示為同步 FET IRFR3711 配合控制 FET IRFR3704 的 VDS 與 VGS 波形。(圖六) 所示為原來選用的其他公司的 30V 元件。將(圖五) 及(圖六) 的 VDS 波形比較看來，振鈴並不會增加，最大電壓約為 15V，正好在 IRFR3711 的 20V 崩潰電壓以內。高側控制 FET 的電壓不會高於 12V 的 5-10%，正好在 MOSFET 的反向阻斷功能以內。可見新的 20V MOSFET 組合能可靠使用在桌上型 CPU 電源供應器。

新型的 20V MOSFET 採用先進的條紋平面製程生產而成，因為幾何更加精細而促成 R_DS(on) 的降低。此一幾何與蜂巢型幾何相較之下亦產生更低的閘門電荷，這一點隨著作業頻率上升而變得更為關鍵。本項新技術並且也極度堅固耐用，例如 IRFR3704 的單脈衝突崩額定值是 216mJ，而其他公司的 25V 控制 FET 則為 60mJ。20V 的閘門額定值也共同造就了本設計的堅固耐用。

《圖五　同步開關 IRFR3711 加 IRFR3704 的 VDS 及 VGS 》

《圖六　現行方案同步開關的 VDS 及 VGS》

結語

由以上論述可明顯看出，使用 20V MOSFET 來取代 30V MOSFET 可大幅增進效率及熱設計。本項新技術的堅固程度足以耐受轉換器所產生的任何電壓尖峰，可安心使用來改善電流額定值；再加上成本方面的優點，上述 20V 元件可作為目前所使用之 30 V元件的最佳替代選擇，用於電腦設備中價格敏感、效能主導的 DC-DC 轉換器內。〈參考資料:作者任職於International Rectifier〉