為了進一步比較，德州儀器準備了開關頻率更快的第2個配置，IC-CM2.

大訊號負載瞬態振鈴

我們檢視的第一個重點為大訊號負載瞬態振鈴效能。在此檢視當中，大訊號的使用是為了與小訊號相比。一個小訊號瞬態，顧名思義使用小訊號微擾，並與諸多像是波德圖(Bode plots)和輸出阻抗的AC效能測量相容。一個大訊號瞬態可提供大訊號微擾，在此情況下，電路/系統的偏置點也會大幅度地改變。當偏置點出現移位時，便不在AC的測量範圍之內了。

實際上，幾乎所有在降壓轉換器產品規格表上的負載瞬態曲線都是大訊號瞬態。毫無疑問的，大訊號瞬態是測量穩壓器下沖電壓和過沖電壓效能的主要方法。

圖1 : 大訊號負載瞬態振鈴的波形圖範例

表1是為了大訊號負載瞬態與各個綜合波型圖比較的分析所擷取的波形圖範例瞬態:

‧ 輸入電壓：5V和12V

‧ 負載瞬態振幅：500 mA至5A，50mA至500mA

‧ 輸出電容：表1中預設值+1000μF

表1中能夠看出輸出電流上升時下沖訊號的出現（用紅色圈出）以及輸出電流下降時過沖訊號的出現（用綠色圈出）。

這些測量值使用了約30 ns/A的快速瞬態。因此，輸出電流的波形圖在其下降邊緣出現了一條顯著的峰值（用藍色圈出）見圖1。

初步對比結果

表2a-c比較了500mA至5A的瞬態，以及其返回到500mA後，在5V和12V輸入電壓設定下的IC-VM、IC-CM和IC-HM。圖2b和2c是圖2a中波形圖的放大版。

圖2a : 輸出電壓的截圖：不同控制模式下的大訊號負載瞬態

下沖訊號

表2b中的下沖訊號行為展現了控制電路能夠以多快的速度振鈴輸出電流的變化。在第一個下沖訊號峰值的底部，穩壓器驅動感應電流，使之超過負載電流，超出的電流在同時傳輸負載電流時，開始回供至輸出電容器。在圖2b中看來，相較於IC-VM和IC-CM，IC-HM以最快的反振鈴速度到達下沖訊號的底部。

當出現下沖訊號時，輸出電容會出現明顯的振幅混合功能，此時輸出電流（COUT）越大，電壓下降幅度則越小。在表1中，IC-HM的輸出電容不到IC-VM的一半，也不到IC-CM的四分之一。但是，IC-HM的電壓下降值卻與IC-VM和IC-CM相近。原因在於磁滯模式轉換器能夠與極小的電路延遲振鈴各種負載變化。有了磁滯模式轉換器，其對電感電流上升的振鈴速度幾乎達到了物理極限。VM和CM轉換器透過兩個步驟運作，首先，改變控制訊號，這是誤差訊號放大器的輸出；第二個步驟則是控制訊號改變輸出脈衝的負載和密度。一般來說，這種脈衝負載和密度的改變比起磁滯模式轉換器的振鈴速度要慢上許多。

圖2b : 輸出電壓截圖：下沖的細節

與圖2(c)類似，IC-VM對輸入電壓和輸出電流均無振鈴。IC-CM和IC-HM則出現一些振鈴，在圖2(b)中，顯示了5A輸出電流時的相位邊緣。

過沖訊號

關於過沖行為（見圖2c），波形圖的第一個峰值由電感器及各電板上的輸出電容器決定，而非轉換器IC決定。當輸出電流突然下降至低值時，儲存在電感器中的能量沒有其他輸出路徑，只能用於輸出電容器的充電。在表1中，IC-HM的輸出電容最小，因此，IC-HM的過沖訊號也最強。另一方面，IC-VM的電感最小，因此其顯示的下沖訊號最弱。

圖2c : 輸出電壓截圖：圖2a 過沖訊號的細節

過沖訊號行為在第一個峰值之後會回歸到目標輸出電壓，這反映了各裝置裝的相位邊緣。IC-VM顯示無振鈴（無第二個峰值），但是IC-CM和IC-HM則確實顯示部分振鈴的峰值振鈴。這說明IC-VM擁有比IC-CM或IC-HM更好的相位邊緣。圖2(c)所示的是500mA輸出電流下的相位邊緣。

電壓、電流和磁滯模式的洞察

電壓模式的洞察

在圖2（b）中，由於電壓的前饋結構，IC-VM波形幾乎無差異。一個簡易的模擬模型（結果未於此顯示）證實，不管輸入電壓或輸出電流的差別，該VM裝置的配置完全保持和控制訊號VC（其誤差放大器的輸出）相同的振鈴，同一VC振鈴帶來相同的輸出電壓振鈴。

當多電源軌重複使用同一種設計時，VM裝置是一個很好的選擇。即使類型III補償設計會花費一定的時間，但是一旦完成首款設計後，它可以在擁有類似的振鈴行為下，在範圍更寬的輸入電壓上運行振鈴。

電流模式的洞察

從圖2（b）觀察到的一個有趣現象是，輸出電壓達到目標值之前，5-V輸入的IC-CM波形，在下沖訊號條件下出現振鈴。此振鈴由其內部電流環路造成。由於像IC-VM或IC-HM這樣的單環路控制，當輸出電壓返至其目標值時，通常會發生振鈴。

內部電流環路的振鈴就是這樣發生的。當下沖訊號啟動時，VC要求迅速增加電感電流。由於IC-CM為峰值電流模式裝置，該裝置在電感電流達到一個新的VC目標之前一直會保持接通。因為電感電流轉換率是輸入電壓的函數（如等式1所示），顯然，與12V輸入電壓曲線相比，5V輸入電壓曲線需要更多的時間來達到新的VC。

由於需要更長的時間來達到目標VC，當輸出電壓下降越多，誤差放大器會進一步驅動VC的上升。這會導致在下沖訊號活動中達到VC之前產生過多的電感電流；這種高VC的情況會導致振鈴的發生。

即使5V出現振鈴，而12V出現平穩的下沖訊號，誤差放大器端的補償電路是相同的。用一個簡易且理想的模擬模型（結果未顯示）說明，5V下沖訊號曲線和12V曲線遵循相同的目標路徑。

磁滯模式的洞察

圖2（b）所示， 5V輸入的IC-HM波形出現振鈴。與IC-CM的情況不同，觸發該IC-HM振鈴的原因在於輸出電壓折返至目標值。

5V輸入條件下的劇烈振鈴類似於公式1所示的IC-CM的情況：即更小的輸入電壓限制電感電流的變化。因為電感電流的緩慢增加，輸出電容放電量比12V輸入條件下的放電量更多。輸出電壓比較器以最大頻率持續驅動輸出脈衝，直到輸出電壓又返至目標值。當輸出電壓達到目標時，電感電流實際上已經過高了（與12V輸入情況相比），且輸出電容器充入了過多的高電感電流。

輸出電容和電流差

輸出電容差

在理想情況下，在完成環路補償設計後不得改變輸出電容值，原因在於，環路穩定性設計是輸出電容值的直接函數。在實際應用中，輸出電容通常會增加。例如，最終的功率調節器模組與數位處理器模組相結合，便獲得大量的旁路電容器。因此，1000 μF輸出電容的情況形同增加輸出電容器的情形。

圖3顯示出在每個電路板裝有1000 μF輸出電容器的情況下，在5V和12V輸入時，大訊號負載瞬態從500 mA到5 A，再到500 mA的比較情況。

為避免重複相同的指令，圖3僅顯示了每塊電路板上的下沖訊號活動。

圖3 : 不同輸出電容器情況下的大訊號負載瞬態COUT

使用1000 μF輸出電容時，所有控制模式均顯示較低的反應，原因在於LC濾波器的截止頻率較低。請注意，圖3中的X軸和Y軸的刻度與圖2不同，圖3表示更大的電容抑制下沖訊號量（如預期）。

圖3顯示，與IC-VM和IC-CM改善相比，IC-HM下沖訊號量（幅度）的改善更加顯著。

請注意，1000 μF電容器被焊接安裝在IC-CM和IC-HM上，由於EVM存在空間的限制，1000 μF電容器則通過導線連接在IC-VM上。因為導線的存在，IC-VM在下沖訊號剛開始時，波形就出現了失靈。這些故障是由導線電感所引起的。

輸出電流差

圖4比較了兩種不同的大訊號負載瞬態。

1. 500 mA 到 5 A，再回到 500 mA。

2. 在5V輸入條件下，從50 mA 到 500 mA，再回到50 mA，僅顯示了下沖訊號活動。

圖4 : 在不同輸出電流瞬態情況下的大訊號負載瞬態

請注意，部分波形表示4μs分位時間刻度內2.5週期迴圈的切換波紋，這並非振鈴。

圖4中，在50到500mA瞬態電流及500mA到5A的瞬態電流條件下，IC-VM穩定性良好，IC-CM和IC-HM也在高瞬態電流和低瞬態電流條件下出現振鈴。由於輸出電流等級不會改變瞬態振鈴，因此，這些結果是預料之中的。

負載瞬態時的負載（脈衝密度）變化

圖5（a-b）表示已在前面的小節完成審核的相同大訊號負載瞬態，同時標識有開關節點脈衝及其平均值。滾動平均方程計算開關節點脈衝密度的負載訊號。圖5（a）使用預設輸出電容設定，圖5（b）有1μF電容。注意到圖5（a-b）有不同的時間和電壓刻度。

比較圖5（a-b），可確定：

‧ IC-VM和IC-CM與脈衝寬度調製（PWM）控制協同操作。IC-HM正在改變其常開（ON）脈衝的頻率。

‧ IC-HM較IC-VM更快地改變其頻率，也較IC-CM更快改變其負載。這就是IC-HM為什麼能夠顯示更快的瞬態反應的原因。

‧ 藉由更大的輸出電容器，負載或脈衝密度的變化會比較小；因此，所有這三種控制模式的瞬態反應會變慢。1000 μFIC-VM的負載變化小得幾乎看不見。

‧ 因為最小關閉（OFF）的時間設置，IC-HM的脈衝密度有限值，其最小關閉（OFF）時間防止電感器出現飽和狀態。但在這三種控制模式中，IC-HM仍然是反應最快的。

圖5 : 5(a)具有脈衝密度波形的大訊號負載瞬態：預設輸出電容。5(b)帶有脈衝密度波形的大訊號負載瞬態：1μF輸出電容。

更快地調整IC-CM/用更低的下沖訊號調整IC-CM

這些大訊號負載瞬態對比顯示，IC-HM的反應速度最快，而過沖和下沖訊號也最大。

為了讓評估電路板的狀況更相近，還需進行兩項附加實驗：

‧ 為了使IC-CM有更快且如同IC-HM的回應水準而修改IC-CM。此為IC-CM2。為了IC-CM2，我重新設計了IC-CM2的環路補償，並增加其開關頻率（表1）。

‧ 修改IC-HM後，使其與IC-CM一樣擁有200-μF的輸出電容器。由於使用了內部波紋注入設計，除了更換輸出電容器外，電路板並不會有變化。因此該電路板仍被稱為IC-HM，只是具有200 μF的電容。

為了與IC-HM的速度相配，IC-CM2具有非常快速的開關頻率，並帶有極長且極寬的控制環路頻寬。因為這種設定，陶瓷型電容器無法穩定運行。

圖6(a)對比了IC-CM2和IC-HM。而圖 6(b)則與IC-HM（200 μF）和IC-CM進行比較。

在圖 6(a)中，IC-HM波形與圖2(b)相比並沒有變化。IC-CM2的瞬態反應較預期的IC-HM要快得多，但代價是較低的穩定性。市場上有很多CM轉換器裝置能夠以兆赫的開關頻率運行，但很難找到一種控制帶很寬、同時又能保持其穩定性的轉換器IC。雖然未在本文中顯示，但是IC-CM2在輸出電流較低時，即使使用鉭電容器仍會發生穩定性降低的情況。

圖6 : 6(a)修改後的CM電路板：更快的瞬態回應。 (b)修改後的CM電路板：200μF輸出電容的磁滯模式電路板。

對IC-CM2使用更高的開關頻率，會由於增加了開關和閘極-驅動損失，而自動降低其轉換效率。本文後半部將討論轉換效率的問題。在這裡，和電流模式相反，磁滯模式轉換的魅力在於它的脈衝頻率調製(PFM)運行，只有在瞬態活動時開關才會變得更快。請注意，改變頻率因為會增加雜訊，而並非總是好事。

如圖6(b)所示，使用200-μF輸出電容器的波形代替了圖2(b)的IC-HM波形。與IC-VM或IC-CM相比，帶200-μF電容器的IC-HM波形擁有優異的瞬態效能，更小的下沖幅度和更短的下沖週期。

線路瞬態反應

在檢查線路瞬態反應的效能波形時，線路瞬態的比較使用了以下的波形組合：

‧ 輸出電流：5 A, 1.5 A, 500 mA, 50 mA

‧ 線路瞬態幅度：5 V-6 V和12 V-13 V

‧ 輸出電容器：如表3預設的設定脈衝1000 μF

為了在輸出電壓條件下得到明顯的回應，我把線路瞬態幅度設定為1V步進，這意味著這是一組大訊號測量值。和前一節中的大訊號負載瞬態分析不同，這個線路瞬態分析中所能得到的觀察寥寥無幾。

圖7 : 線路瞬態反應。

圖7顯示了1.5A輸出電流下的5-6V瞬態波形，可以清楚地看到控制模式的差異。對於該分析，線路瞬態速度大約為1V/μs。由於是高速功率放大器所產生的瞬態，因此放大器可驅動的電容負載受到限制。鑒於此一限制，每個板的輸入電容器被降低至0.1 μF；因此圖7的輸入電壓波形中出現了嚴重的峰值雜訊。

圖7證實：

‧ IC-HM由於無負載（密度）控制，與大訊號負載瞬態部分中相同，因此擁有最佳線路瞬態的反應。

‧ IC-CM擁有第二好的線路瞬態反應效能，但與最後一位的IC-VM並無顯著差異。IC-VM和IC-CM均表現出10-mV的線路瞬態過沖和下沖的範圍規模。

‧ 此處並未顯示所有波形，但IC-HM在參與分析的所有組合中表現出絕佳的線路瞬態效能。

功率轉換效率

讓我們簡要地回顧一下功率轉換效率。因為它並非同類別比較，因此，針對效率曲線進行絕對值的比較並沒有意義。在這裡，我們透過觀察IC-CM和IC-CM2之間的差異來看增加開關頻率的影響。

圖8比較了IC-CM和IC-CM2；這兩個電路板分別具有633kHz和1.2MHz的開關頻率。IC-CM2清楚地顯示了不斷增加的閘極驅動損耗的影響。即便IC-CM2可以達到非常快速的瞬態反應，這也是以效率和穩定性（的減小）作為代價的（如前文所述）。

圖8 : 不同開關頻率的效率曲線。

總結各種控制模式的瞬態反應效能：

電壓模式控制：

‧ 大範圍參數變化的反應均一致

‧ 與CM或HM相比，反應相對慢

‧ 與CM或HM相比，振鈴次數較少

電流模式控制：

‧ 反應速度介於VM和HM之間

‧ 由電流環路引起的振鈴

磁滯模式控制：

‧ 反應速度比VM或CM更快

‧ 在任何瞬態活動下開關頻率都會改變

‧ 與VM或CM相比，在相同的輸出電容條件下，振鈴最小

‧ 使用廠商推薦的輸出電容值時，振鈴嚴重，且較對VM和CM的推薦值小

(本文作者Masashi Nogawa為德州儀器資深系統工程師)

參考文獻

[1] Brian Cheng、Eric Lee、Brian Lynch和Robert Taylor。《選擇合適的固定頻率降壓穩壓器控制策略》（Choosing the Right Fixed Frequency Buck Regulator Control Strategy），2014年TI電源設計研討會（SLUP317）。

[2] Brian Cheng、Eric Lee、Brian Lynch和Robert Taylor。《選擇合適的變頻降壓穩壓器控制策略》（Choosing the Right Variable Frequency Buck Regulator Control Strategy），2014年TI電源設計研討會（SLUP319）。

[3] SW Lee，《採用適合DC/DC轉換器的運算放大器和跨導運算放大器揭秘類型II和類型III校正器》（Demystifying Type II and Type III Compensators Using Op-Amp and OTA for DC/DC Converters），TI應用報告（SLVA662），2014年7月。

[4] Everett Rogers，《了解關於開關模式電源中的降壓功率級》（Understanding Buck Power Stage in Switchmode Power Supplies），TI應用報告（SLVA057），1999年3月。

【關於作者】

Masashi Nogawa 是TI電源管理團隊的資深系統工程師，負責SWIFT產品線。他擁有東京電氣通訊大學電氣工程專業的學士和碩士學位，並持有六項美國專利。