生技医疗电子的前端仪器、CO2侦测器的调节阶段，以及精密度量衡设备的电子感测器介面等微功率应用，都要求极小的偏移与偏移漂移，以及极低的杂讯。内含前端低杂讯放大器及讯号调节电路的电子，搭配感测器，即组成一个微系统，通常须为可携式或独立式，以电池提供电力，因此电子的功率消耗必须很低。正因如此，消除 1/f 杂讯，并将杂讯降低为最基本的热杂讯相当重要，这些主要取决于输入阶段的容许电流消耗。
自动归零放大器（auto-zero amplifier，AZA）移除了偏移及1/f 杂讯，却升高在基频中的白杂讯等级，截波稳化放大器（chopper stabilized amplifier，CSA）则将基频杂讯降低到原始的白杂讯等级，不过反而产生大的输出涟波，因为输入级杂讯与其静态电流成反比，en2 ? 1/Iq，AZA 通常需要大幅增加Iq，使其在杂讯折叠后达到所要的等级，以抵消微功率放大器的要求。基于这一点，在微功率应用上就需要用到 CSA，并找到适当方法过滤输出涟波。
概览
OPA333 是由高精密路径 gm1 到 gm3，与平行的宽频路径 gm4 及 gm3 所组成的运算放大器。精密路径能确保 AOL = 130dB 的高开放回路增益，同时宽频路径在 60O 的相位容限能提供 350 kHz 的增益频宽。一个专利申请中的内部 SC 陷波滤波器，以大于 500 的系数将截波杂讯移除，在 20 kHz 的频宽上产生 55nV/rtHz 的电压杂讯频谱密度。
OPA333 有 Vos = 2μV 及 dVos/dT = 20nV/oC 的典型偏移及漂移数值，同时 OPA333 在 0.01至10 Hz 间的频带，也只产生 1.1μVpp 的瞬间杂讯。本装置提供轨对轨输入及输出，并提供 SC70 及 SOT23 两种封装，指定的操作温度从 –40到125oC。
宽频放大器一般的偏移消除
要降低宽频放大器的输入偏移电压 Aw，通常需要额外的稳化放大器或零位放大器 An 的支援，后者是以平行的方式与主要放大器连接(图四)。 Aw）。"稳化放大器必须能消除自身的偏移，类似理想放大器的功能，此外，其开放回路增益 An 必须显著大于 Aw（亦即 An Aw）。 1。"要做到这点，通常是使用一个多级放大器，使其输入增益等于 Aw，且输出增益为 G，其中 G 1。值得注意的是，零位放大器可透过截波或是自动归零，让本身的偏移无效。
上述电路的输出电压，可由下列公式得知：VOUT = VW + VN = AW . (G + 1) . [VIN + VOSW / (G + 1)]。
1 並將 AW . G 以 AN 代入，產生如圖五：VOUT = AN . (VIN + VOSW / G) 的有效開放迴路增益及輸入偏移。"假设 G 1 并将 AW . G 以 AN 代入，产生如图五：VOUT = AN . (VIN + VOSW / G) 的有效开放回路增益及输入偏移。
因此，DC 增益因为系数 G 的关系从 Aw 增加到 An，同时宽频放大器的输入偏移则减少 G 倍（一般是 60dB）。
多级稳化放大器
忽略截波器结构及陷波滤波器，在图一中的稳化放大器是一个三级的米勒巢式补偿（nested miller compensated，NMC）叠接放大器，如图六所示。
米勒补偿（Miller compensation，MC）通常用于运算放大器设计上，以降低过大的电容值，求取低主要极点频率，并缩小至单晶片整合的可行尺寸。
| 《图七 米勒效应：CIN = CC . (A+1)，其中 A1：CIN ? CC . A》 |
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米勒补偿 (Miller compensation) 是约翰米勒(John Miller)于 1920 年发现的效应，显示放大器的输入电容 CIN 比起回馈回路中的实际电容 CC 大了 A 倍，其中 A 值为放大器增益。
精密路径比宽频路径需要相对更高的增益，因而使用一个三级叠接架构提供增益，同时只要极低的供应电压，即可操作。
此外，三级 NMC 放大器的米勒补偿，透过一道称为「极点分离」(pole-splitting) 的程序，以频率响应整形的型式，提供另一项有用的功能。
图八显示未补偿三级放大器的频率响应，极点频率分别为 fp1、fp2、及 fp3。谨慎设计 gm 级，且适当选取补偿或米勒电容，便可能将 fp1 往下偏移到极低的频率，产生精密路径的主要极点。同时，fp2 则被推往更高的频率，以 20 db/dec 斜率扩展，最后达到稳定的操作范围。
独立放大器中，fp2 的位置通常是在单位增益频率之后，而让三级 NMC 架构达到 10 MHz 以上的高频宽，同时维持高达 70O 的相位容限。
不过，在 OPA333 的设计中，NMC-放大器的操作与宽频级的 gm4 及 gm3 平行。由于这个宽频前进路径负责提供整个放大器必要的频宽及相位容限，NMC-放大器对于稳化的要求随之较低，而允许第二个极点 fp2 在与单位增益交叉之前即已产生。
何处应用实际的偏移消除？
简而言之，我们可以将 gm 级以实际的运算放大器取代，其中的精密路径由 A1 到 A3 组成，并且与 A4 及 A3 所组成的宽频路径平行(图九)。
为了进一步简化，切换网路及陷波滤波器一并省去，将放大器电路显示成回馈配置。
提供每个放大器个别的输入偏移电压，并将 VIN 设为零，产生以下输出：
将 VOUT 各项分开并求解 VOUT，得到： 。
假设 A4 是 A1 的 DC 增益相当:
| 《图九 将VOUT推导成个别偏移电压VOSi的函数》 |
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我们发现，除了 VOS1 以外，所有其他的偏移皆受到前面至少一个或两个放大器开放回路增益一定的抑制，不过未减弱的 VOS1 需要透过截波或自动归零的方式主动消除。
自动归零相对截波
图十及图十一分别显示两种偏移消除方法简化后的原理。自动归零包括两个相位，零位相位及放大相位。在零位相位 (1) 中，放大器量测本身的偏移，并将其储存在电容器 C1 内。在放大相位 (2) 中，放大器量测输入电压，加上偏移，并从受污染的输入中，减去先前储存的偏移。结果，无偏移输出讯号储存在 C2，并以改正电压操作主要放大器。
AZA具有取样及保持偏移电压的功能，而成为一个资料取样系统，倾向叠频 (aliasing) 及折叠 (folding) 的效果。 DC 及低频的杂讯具有在时间域缓慢改变的性质，而连续两个杂讯取样相减，将造成真实的消除。频率较高时，此关联性便会消失，相减的误差将转变成基频中的宽频折叠分量，是形成基频杂讯最主要的部分。
图十二显示 AZA 移除了偏移及 1/f 杂讯，却必须付出基频的杂讯位准大幅升高的代价。
因为放大器输入级的杂讯功率密度，与其跨导 (trans-conductance) 成反比： ，且 gm 与级静态电流成比例：gm ? Iq，所以功率密度与静态电流成反比： 。因此，如果要将 AZA 的基频杂讯降低到所要的等级，就必须大幅增加静态电流，以降低原始输入杂讯，抵消微功率放大器的本质要求。
截波放大器与 AZA 呈强烈对比，不会产生叠频折叠分量。如图十一所示，截波器能直接将其偏移及低频杂讯，调变至更高的频率。此处，杂讯既不取样也不保持，只需定期反向，而无须变更时间域中杂讯的一般性质。截波器输出杂讯的功率密度，虽然由截波器调变的总和产生，与AZA 的取样及保持程序相同，但透过一个1/n2 函数，复制(replicas)（仅奇次谐波）的改变非常迅速，而对基频的贡献微不足道。
如图十二所示，截波频率大于杂讯角落频率时，输出中的基频白杂讯只比原始的白杂讯位准稍微升高，因此可避免增加静态电流；截波放大器非常适合微功率的应用。
输出杂讯滤波器
截波器未于基频中建立宽频折叠分量时，截波的程序的确将偏移或是DC 杂讯，调变至一个杂讯从未存在的更高频率范围内，因而建立大输出涟波。因此，OPA333 拥有一个切换电容器、在偏移消除路径上的低通滤波器，并在截波频率及其谐波有滤波器陷波。如图十三所示，滤波器转换函数以一个大于 500 的系数，降低了输出涟波。图十四显示，有／无陷波滤波器在输出涟波上的差异。
最终的放大器系统
图十五显示实际采用的截波器稳化放大器，展现 gm1 及切换电容器陷波滤波器的差动讯号路径。请注意，为了让讯号对称，需要采用第三个电容器 C3。
在相位 1 及 2 期间，调变输入讯号。在相位 3 及 4 期间，电容器 C5 及 C6 一前一后运作。 C5 以 gm1 的输出电流充电时，C6 的电荷转移到积分器 gm2，反向亦然。
| 《图十五 内部方块图及时序顺序》 - BigPic:708x430 |
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请注意输入讯号调变两次，一次由 gm1 的输入开关调变，第 2 次则由输出开关调变。 gm1 输出电流的极性或方向，在相位 1 及 2 期间维持不变，不过偏移电压或较佳的偏移电流，仅以输出开关调变一次，流动方向从相位 1 变更至相位 2。
在相位 3 的前半段（也就是时脉间隔的 T/2），启用相位-1 开关，C5 以 gm1 的输出电流 ISIG+ IOS 充电。而在相位 3 的后半段，启用相位-2 开关，改变偏移电流的方向，然后 C5 以 ISIG – IOS 充电。
电容器的电荷，由下式得知 Q = IC‧ t，其中 t = T/2 且 IC1 = ISIG + IOS 及 IC2 = ISIG – IOS。因此在完整的相位 3 中，C5 的电荷为：QC5 = (ISIG + IOS)‧ T/2 + (ISIG – IOS)‧ T/2 = ISIG‧ T。然后「无偏移」电荷在相位 4 期间传输至下一级，同样的程序继续用在 C6 上。
陷波滤波器的大衰减移除了输出涟波，也会将讯号过滤至一定程度，这项整合及转换会造成讯号延迟，根据补偿电容器连接的方式，连带影响到电路。
请注意，C2 及C3 已经分隔成「a」及「b」部分，「b」部分将大多数的补偿退回滤波器输入(C2b = 6pF)，维持讯号路径良好的连续时间特性；较小的「 a」部分(C2a = 1pF) 则返回滤波器输出，提供区域回路足够的稳定性。
此种复杂的补偿方式，造成杂讯位准稍微升高到 20 kHz 以上，在图十六中可以看出。
| 《图十六 DC 至 20 kHz 及 200 kHz 的噪声频谱；运算放大器增益 G = 10。》 - BigPic:708x206 |
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--作者为德州仪器资深系统工程师--
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