电磁屏蔽
消除外来噪声源对测量固有噪声极为重要，常见的外来噪声源包括60Hz电源拾取噪声，监视器噪声、交换式电源供应噪声和无线通信噪声。为了屏蔽外来噪声，受测电路通常会放在屏蔽外壳里面。屏蔽外壳多半由铜、铁或铝制成，而且必须与系统地线相连。
电源线和讯号线多半经由屏蔽外壳上的小孔连接到里面的电路，这些孔洞应尽量缩小，数量也越少越好。其实外壳接缝、接合点和小孔造成的电磁泄漏是比隔离效果更值得关注的问题 。
图一是一款制造简单和效果良好的屏蔽外壳，它是由钢材质的油漆罐制成，这种罐子在多数五金行都能很便宜购得。油漆罐的接缝相当紧密，但只要把盖子打开就很容易接触到受测电路。注意I/O讯号是使用同轴隔脱机连接，该同轴线是透过BNC插孔对插孔接头连接到受测电路，连接器的隔离层则会与油漆罐电性相连。外壳唯一的泄漏路径是用来将电源连接到受测电路的三个香蕉型接头。为了获得最好的屏蔽效果，油漆罐的盖子必须牢固密封。图二是以油漆罐为屏蔽外壳的测试电路装配图。
检验噪声基准
测量低噪声系统或零件的输出噪声是很常见的噪声测量目标，然而电路输出噪声却常小到多数标准测试装置无法对其进行测量。为了解决此问题，受测电路与测试装置之间常会连接一个低噪声的讯号增强放大器，如图三所示。这种架构的关键在于讯号增强放大器的噪声基准（noise floor）必须小于受测电路的输出噪声，以免放大器噪声盖过受测电路噪声。经验规律显示，讯号增强放大器的噪声基准至少要比受测电路的输出噪声小三倍，我们将在后面解释这项经验规律的理论基础。检查噪声基准是噪声测量过程的一个重要步骤，而噪声基准的测量方式通常是将增益电路或测量仪器的输入端短路。本系列的第5篇文章详细介绍了不同的测量装置如何测量噪声基准，不事先检查噪声基准常会使测量结果出现误差。
把噪声基准列入考虑
要得到最佳测量结果，测量系统的噪声基准应远小于所要测量的噪声强度，使该噪声基准得以忽略不计。一个常用的经验规律是，噪声基准至少要比所测量的噪声小三倍。图五显示如何对测试电路的输出噪声和噪声基准进行向量加法，图六则是假设受测噪声比噪声基准大三倍的误差分析。利用此经验规律所得到的最大误差约在6％左右。若在噪声基准比受测噪声小10倍的条件下进行同样计算，误差就会减少到0.5％。
利用真实均方根电表测量OPA627范例电路
本系列的第3和4篇文章曾经分析一个使用OPA627的简单非反相运算放大器电路，这里则要说明如何利用真实均方根电表测量该电路的噪声。图七为OPA627的测试电路，注意其测量结果与第3和4篇文章的计算及仿真结果相当吻合（计算结果为325μV，测量结果为346μV）。下面列出了详细的噪声测量步骤。
| 《图七 利用真实均方根电表测量OPA627电路噪声》 |
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噪声测量步骤
1.检查测量装置（例如真实均方根数字万用电表）的噪声基准，通常这需要将测量装置的输入端短路；
2.检查规格参数，确保测量装置的带宽和读数精确度都符合要求。参阅产品规格说明，看是否有特殊操作模式能够提供最精确的读取值；
3.把受测电路放到屏蔽外壳内。该外壳应与讯号地线相连，外壳上的钻孔则应尽量缩小；
4.若有可能，则应使用电池电源以将噪声减到最少。线性电源的噪声也很小，交换式电源的噪声通常很大，使用时有可能成为主要的噪声来源；
5.使用隔脱机将受测电路连接到测量装置；
6.确保电路运作正常。在这个例子里，OPA627的典型偏移电压为40μV，电路增益则为100，因此输出电压应为4mV直流电压。这个数字虽会随着组件不同而有差异，但总不可能出现高达数V的输出电压；
7.利用不同的仪器测量噪声，然后比较它们的结果。使用示波器和真实均方根数字万用电表是一种不错的方法，因为您能在示波器上看到波形，这不仅能用来判断它们为白噪声、1/f噪声、60Hz电源噪声或振荡，还能让您大致了解峰对峰噪声强度。相较之下，真实均方根数字万用电表虽无法提供噪声种类的相关信息，却能提供精确的均方根噪声测量结果。频谱分析仪也是很棒的噪声分析工具，因为它能显示个别频率出现的任何问题，例如噪声拾取或噪声峰化；
8.若有可能，则应比较测量结果与计算及仿真结果。通常计算结果与测量结果都相当吻合。
利用示波器测量OPA627范例电路
图八显示如何利用示波器测量本系列第3和4篇的电路，您可以透过示波器观察噪声波形和估计峰对峰值。假设噪声为高斯分布，则只要将峰对峰值除以6即可得到均方根噪声的估计值（详情参阅第1篇）。在此例中，示波器的测量结果约为2.4mVp-p，因此均方根噪声为2.4mVp-p/6＝400μVrms。这与第3和4篇文章的计算与仿真结果相当吻合（计算结果为325μV，测量结果为400μV）。
测量OPA227的低频噪声
许多组件数据表都提供0.1Hz到10Hz的峰对峰噪声，它们有时是示波器波形，有时则会列在规格表，有效让用户了解运算放大器的低频特性（如1/f噪声）。图九是一种有效的0.1-10Hz噪声测量方式，该电路将二阶0.1Hz高通滤波器与四阶10Hz低通滤波器串联使用，电路增益则为100。由于1/f噪声预计会很小，所以这里将受测组件OPA227设为高增益模式（噪声增益等于1001），以便讯号放大到标准测试装置所能测量的范围。注意图九的总电路增益为100,100（亦即100×1001），因此把输出除以100,100即可换算为输入端的讯号强度。
图十一是图十所示电路的测量输出，包括一张从OPA227产品数据表取出的图。若将测量结果的范围除以总增益（亦即5mV/100,100＝50nV），即可换算为运算放大器输入端的范围。注意噪声测量曲线相当接近产品数据表曲线，这与预期完全吻合。
偏移电压温度漂移与1/f噪声在低频噪声测量中的关系
测量放大器1/f噪声的难题之一，在于通常很难区别1/f噪声与偏移电压温度漂移。在典型实验室环境里，周围环境温度会有±3℃的波动。装置周围的气流也会让偏移电压出现类似于1/f噪声的低频变动。图十一是OPA132电路在热稳定环境和典型实验室环境的输出比较。假设此运算放大器刚好有最大的温度漂移，则从组件数据表可算出它在典型实验室的偏移电压漂移约为10μV/℃×6℃＝60μV。图十一的放大器增益为100，所以输出漂移约为60μV×100＝6mV。
想要区别偏移电压漂移和1/f噪声所造成的影响，方法之一是让组件在热稳定环境里接受测试。该环境须能让组件温度在整个测量过程中保持不变（变化范围不超过±0.1C），温度梯度也要尽量减小。要做到此点，一个简单方法是在罐里装满非导电性液体，并在测试过程中把整个组件浸在液体内。这类测试经常会使用热传导氟化液体，因为它们的电阻抗和热阻抗都很高，而且是没有毒性的生物惰性材料 。
| 《图十二 OPA132在实验室环境和热稳定环境的测量结果》 |
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测量OPA627的噪声频谱密度曲线
从此系列文章可以发现，频谱密度规格是非常重要的噪声分析工具。虽然多数数据表都会提供这项信息，工程师有时仍会自行测量该曲线以便验证厂商公布的数据。图十三是一个简单的测试电路，它能测量电压噪声的频谱密度。
这项测量所用的频谱分析仪带宽为0.064Hz到100kHz，这样的带宽已能测量许多不同放大器在1/f区域和宽带区域的特性。另外，此项测量还将频谱分析仪的内部设为直流耦合模式，而不是交流耦合模式，因为它的低频截止频率为1Hz，无法提供精确的1/f噪声读数。至于运算放大器电路与频谱分析仪之间，则最好采用交流耦合，这是因为放大器的直流偏移电压远大于噪声电压。譬如此运算放大器电路就是透过外部耦合电容C1和频谱分析仪的输入阻抗R3进行交流耦合。此电路的低频截止频率为0.008Hz，远低于频谱分析仪的0.064Hz最低频率，所以不会影响1/f噪声的测量。注意C1实际上是由多个陶瓷电容并联组成，本应用不建议使用电解质电容或钽电容。
图十三的放大器电路还应考虑回授电路值。本系列的第3篇文章曾利用R1和R2的并联组合（等效电阻等于R1||R2）来计算热噪声和偏压电流噪声，该电阻值应尽量减小，让偏压电流噪声和电阻热噪声的影响减到可以忽略的程度，这样所测量到的噪声就只有运算放大器电压噪声。
无论测量任何噪声，都应确认频谱分析仪的噪声基准小于运算放大器电路。像图十三的电路就将放大器增益设为100，以便让输出噪声高于频谱分析仪的噪声基准。记住这种电路架构会限制高频带宽（亦即带宽＝增益带宽积/增益＝16MHz/100＝160kHz），使得噪声频谱密度曲线在频率较低的位置就开始下滑。幸而图十三的电路并不会受到此问题的影响，因为它是在频谱分析仪带宽的外面开始下滑（亦即噪声从160kHz开始下滑，但频谱分析仪的最大带宽只有100kHz）。
图十四为频谱分析仪的测量结果。注意本例中的频谱分析仪是使用线性扫描方式撷取数据，因此为了得到更精确的数据采集结果，它会将频率范围分为0.064Hz到10Hz、10Hz到1kHz、以及1kHz到10kHz等几个不同部份，再以不同的频谱分析仪设定值分别扫描这些范围和撷取数据。举例来说，如果每隔0.1Hz撷取一次数据，那么低频部份的分辨率就会很糟，高频部份则会超过要求。另外，当要扫描的频率范围很大时，使用很小的分辨率将会产生太多的数据点，譬如在100kHz带宽下使用0.1Hz分辨率会产生多达1×106个数据点。相形之下，若能对不同频率使用不同分辨率，那么不需撷取太多数据点就能在每个频率范围内获得良好的分辨率。例如0.064Hz到10Hz的分辨率可设为0.01Hz，1kHz到100kHz则可设为100Hz。
图十五特别标明了频谱分析仪测量结果常见的几种异常。第一种异常是从外部噪声源拾取的噪声，此处主要是在60Hz和120Hz拾取的噪声。另外，频谱分析仪也经常从内部振荡器拾取噪声。在理想环境里，我们可透过屏蔽将噪声拾取减到最少，可是实际应用却无法避免这类噪声拾取。就噪声分析的角度而言，关键仍在于分辨频谱里的噪声尖波是由拾取噪声造成，或者它们是组件固有噪声频谱密度的一部份。
在图十四所示的频谱密度图里，另一种常见的异常是在测量范围的最低频率位置会出现相对较大的误差。为了进一步了解该误差，让我们考虑以带通滤波器扫描整个频谱的测量方式。例如假设频率范围为1Hz到1kHz，带通滤波器带宽则为1Hz，那么它对这个频率范围的高频部份就显得太窄，对低频部份则显得太宽。这表示在扫描低频部份时，带通滤波器的边缘会从1/f噪声拾取很大的误差，这种情形如图十六所示。
了解各种测量误差后，工程师就能采取行动修正这些误差。举例来说，他们可将频率范围分为几个部份，分别在其中测量数据，并且摒弃频率范围较低部份的一些数据，这样就能得到更精确的结果。例如此处的0.0625Hz到10Hz频率范围就会与10Hz到1kHz的频率范围重迭。10Hz到1kHz频率范围包含了一些10Hz以下的错误数据，这些错误数据会被屏弃。测量频谱密度时可以忽略60Hz噪声之类的拾取噪声，因为它不是运算放大器固有噪声的一部份。
图十七是本例中测量所得的噪声频谱密度曲线，它已删除异常读数，并且将测量结果除以测试电路增益值，因此这条曲线是换算至运算放大器输入端的频谱密度。最后，这些数据都已经过平均化处理。
比较OPA627的频谱密度测量结果与组件数据表提供的曲线，就会发现一个值得注意的现象：宽带噪声的测量结果与数据表规格相当吻合，但是1/f噪声的测量结果就与规格有很大不同。其实1/f噪声与规格之间的差异并不令人意外，本系列的第7篇文章将深入讨论这个现象。
结论和预告
本文提供了几个不同的噪声测量范例，其中所介绍的测量方法也适用于多数常见的模拟电路。本系列的第7篇文章将讨论运算放大器内部设计的相关问题，电路板和系统层级的设计人员若能了解这些会影响运算放大器内部噪声的基本关系，就能更深入认识多数数据表未曾列出的许多噪声特性，这包括最坏情形下的噪声、噪声漂移、以及CMOS与双极性组件之间的差异，它们都将在第7篇文章里讨论。
--作者Art Kay为德州仪器资深应用工程师
附注
[1] Henry W. Ott, Noise Reduction Techniques in Electronic Systems, Second Edition, Published by John Wiley & Sons, Inc.
[2] http://www.solvaysolexis.com
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