生技醫療電子的前端儀器、CO2偵測器的調節階段，以及精密度量衡設備的電子感測器介面等微功率應用，都要求極小的偏移與偏移漂移，以及極低的雜訊。內含前端低雜訊放大器及訊號調節電路的電子，搭配感測器，即組成一個微系統，通常須為可攜式或獨立式，以電池提供電力，因此電子的功率消耗必須很低。正因如此，消除 1/f 雜訊，並將雜訊降低為最基本的熱雜訊相當重要，這些主要取決於輸入階段的容許電流消耗。
自動歸零放大器（auto-zero amplifier，AZA）移除了偏移及 1/f 雜訊，卻升高在基頻中的白雜訊等級，截波穩化放大器（chopper stabilized amplifier，CSA）則將基頻雜訊降低到原始的白雜訊等級，不過反而產生大的輸出漣波，因為輸入級雜訊與其靜態電流成反比，en2 ? 1/Iq，AZA 通常需要大幅增加 Iq，使其在雜訊摺疊後達到所要的等級，以抵消微功率放大器的要求。基於這一點，在微功率應用上就需要用到 CSA，並找到適當方法過濾輸出漣波。
概覽
OPA333 是由高精密路徑 gm1 到 gm3，與平行的寬頻路徑 gm4 及 gm3 所組成的運算放大器。精密路徑能確保 AOL = 130dB 的高開放迴路增益，同時寬頻路徑在 60O 的相位容限能提供 350 kHz 的增益頻寬。一個專利申請中的內部 SC 陷波濾波器，以大於 500 的係數將截波雜訊移除，在 20 kHz 的頻寬上產生 55nV/rtHz 的電壓雜訊頻譜密度。
OPA333 有 Vos = 2μV 及 dVos/dT = 20nV/oC 的典型偏移及漂移數值，同時 OPA333 在 0.01至10 Hz 間的頻帶，也只產生 1.1μVpp 的瞬間雜訊。本裝置提供軌對軌輸入及輸出，並提供 SC70 及 SOT23 兩種封裝，指定的操作溫度從 –40到125oC。
寬頻放大器一般的偏移消除
要降低寬頻放大器的輸入偏移電壓 Aw，通常需要額外的穩化放大器或零位放大器 An 的支援，後者是以平行的方式與主要放大器連接(圖四)。穩化放大器必須能消除自身的偏移，類似理想放大器的功能，此外，其開放迴路增益 An 必須顯著大於 Aw（亦即 An >> Aw）。要做到這點，通常是使用一個多級放大器，使其輸入增益等於 Aw，且輸出增益為 G，其中 G >> 1。值得注意的是，零位放大器可透過截波或是自動歸零，讓本身的偏移無效。
上述電路的輸出電壓，可由下列公式得知：VOUT = VW + VN = AW . (G + 1) . [VIN + VOSW / (G + 1)]。
假設 G >>1 並將 AW . G 以 AN 代入，產生如圖五：VOUT = AN . (VIN + VOSW / G) 的有效開放迴路增益及輸入偏移。
因此，DC 增益因為係數 G 的關係從 Aw 增加到 An，同時寬頻放大器的輸入偏移則減少 G 倍（一般是 60dB）。
多級穩化放大器
忽略截波器結構及陷波濾波器，在圖一中的穩化放大器是一個三級的米勒巢式補償（nested miller compensated，NMC）疊接放大器，如圖六所示。
米勒補償（Miller compensation，MC）通常用於運算放大器設計上，以降低過大的電容值，求取低主要極點頻率，並縮小至單晶片整合的可行尺寸。
| 《圖七 米勒效應：CIN = CC . (A+1)，其中 A>>1：CIN ? CC . A》 |
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米勒補償 (Miller compensation) 是約翰米勒(John Miller)於 1920 年發現的效應，顯示放大器的輸入電容 CIN 比起回饋迴路中的實際電容 CC 大了 A 倍，其中 A 值為放大器增益。
精密路徑比寬頻路徑需要相對更高的增益，因而使用一個三級疊接架構提供增益，同時只要極低的供應電壓，即可操作。
此外，三級 NMC 放大器的米勒補償，透過一道稱為「極點分離」(pole-splitting) 的程序，以頻率響應整形的型式，提供另一項有用的功能。
圖八顯示未補償三級放大器的頻率響應，極點頻率分別為 fp1、fp2、及 fp3。謹慎設計 gm 級，且適當選取補償或米勒電容，便可能將 fp1 往下偏移到極低的頻率，產生精密路徑的主要極點。同時，fp2 則被推往更高的頻率，以 20 db/dec 斜率擴展，最後達到穩定的操作範圍。
獨立放大器中，fp2 的位置通常是在單位增益頻率之後，而讓三級 NMC 架構達到 10 MHz 以上的高頻寬，同時維持高達 70O 的相位容限。
不過，在 OPA333 的設計中，NMC-放大器的操作與寬頻級的 gm4 及 gm3 平行。由於這個寬頻前進路徑負責提供整個放大器必要的頻寬及相位容限，NMC-放大器對於穩化的要求隨之較低，而允許第二個極點 fp2 在與單位增益交叉之前即已產生。
何處應用實際的偏移消除？
簡而言之，我們可以將 gm 級以實際的運算放大器取代，其中的精密路徑由 A1 到 A3 組成，並且與 A4 及 A3 所組成的寬頻路徑平行(圖九)。
為了進一步簡化，切換網路及陷波濾波器一併省去，將放大器電路顯示成回饋配置。
提供每個放大器個別的輸入偏移電壓，並將 VIN 設為零，產生以下輸出：
將 VOUT 各項分開並求解 VOUT，得到： 。
假設 A4 及 A1 的 DC 增益相當：
| 《圖九 將VOUT推導成個別偏移電壓VOSi的函數》 |
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我們發現，除了 VOS1 以外，所有其他的偏移皆受到前面至少一個或兩個放大器開放迴路增益一定的抑制，不過未減弱的 VOS1 需要透過截波或自動歸零的方式主動消除。
自動歸零相對截波
圖十及圖十一分別顯示兩種偏移消除方法簡化後的原理。自動歸零包括兩個相位，零位相位及放大相位。在零位相位 (1) 中，放大器量測本身的偏移，並將其儲存在電容器 C1 內。在放大相位 (2) 中，放大器量測輸入電壓，加上偏移，並從受污染的輸入中，減去先前儲存的偏移。結果，無偏移輸出訊號儲存在 C2，並以改正電壓操作主要放大器。
AZA具有取樣及保持偏移電壓的功能，而成為一個資料取樣系統，傾向疊頻 (aliasing) 及摺疊 (folding) 的效果。DC 及低頻的雜訊具有在時間域緩慢改變的性質，而連續兩個雜訊取樣相減，將造成真實的消除。頻率較高時，此關聯性便會消失，相減的誤差將轉變成基頻中的寬頻摺疊分量，是形成基頻雜訊最主要的部分。
圖十二顯示 AZA 移除了偏移及 1/f 雜訊，卻必須付出基頻的雜訊位準大幅升高的代價。
因為放大器輸入級的雜訊功率密度，與其跨導 (trans-conductance) 成反比： ，且 gm 與級靜態電流成比例：gm ? Iq，所以功率密度與靜態電流成反比： 。因此，如果要將 AZA 的基頻雜訊降低到所要的等級，就必須大幅增加靜態電流，以降低原始輸入雜訊，抵消微功率放大器的本質要求。
截波放大器與 AZA 呈強烈對比，不會產生疊頻摺疊分量。如圖十一所示，截波器能直接將其偏移及低頻雜訊，調變至更高的頻率。此處，雜訊既不取樣也不保持，只需定期反向，而無須變更時間域中雜訊的一般性質。截波器輸出雜訊的功率密度，雖然由截波器調變的總和產生，與 AZA 的取樣及保持程序相同，但透過一個 1/n2 函數，複製 (replicas)（僅奇次諧波）的改變非常迅速，而對基頻的貢獻微不足道。
如圖十二所示，截波頻率大於雜訊角落頻率時，輸出中的基頻白雜訊只比原始的白雜訊位準稍微升高，因此可避免增加靜態電流；截波放大器非常適合微功率的應用。
輸出雜訊濾波器
截波器未於基頻中建立寬頻摺疊分量時，截波的程序的確將偏移或是 DC 雜訊，調變至一個雜訊從未存在的更高頻率範圍內，因而建立大輸出漣波。因此，OPA333 擁有一個切換電容器、在偏移消除路徑上的低通濾波器，並在截波頻率及其諧波有濾波器陷波。如圖十三所示，濾波器轉換函數以一個大於 500 的係數，降低了輸出漣波。圖十四顯示，有／無陷波濾波器在輸出漣波上的差異。
最終的放大器系統
圖十五顯示實際採用的截波器穩化放大器，展現 gm1 及切換電容器陷波濾波器的差動訊號路徑。請注意，為了讓訊號對稱，需要採用第三個電容器 C3。
在相位 1 及 2 期間，調變輸入訊號。在相位 3 及 4 期間，電容器 C5 及 C6 一前一後運作。C5 以 gm1 的輸出電流充電時，C6 的電荷轉移到積分器 gm2，反向亦然。
| 《圖十五 內部方塊圖及時序順序》 - BigPic:708x430 |
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請注意輸入訊號調變兩次，一次由 gm1 的輸入開關調變，第 2 次則由輸出開關調變。gm1 輸出電流的極性或方向，在相位 1 及 2 期間維持不變，不過偏移電壓或較佳的偏移電流，僅以輸出開關調變一次，流動方向從相位 1 變更至相位 2。
在相位 3 的前半段（也就是時脈間隔的 T/2），啟用相位-1 開關，C5 以 gm1 的輸出電流 ISIG+ IOS 充電。而在相位 3 的後半段，啟用相位-2 開關，改變偏移電流的方向，然後 C5 以 ISIG – IOS 充電。
電容器的電荷，由下式得知 Q = IC‧ t，其中 t = T/2 且 IC1 = ISIG + IOS 及 IC2 = ISIG – IOS。因此在完整的相位 3 中，C5 的電荷為：QC5 = (ISIG + IOS)‧ T/2 + (ISIG – IOS)‧ T/2 = ISIG‧ T。然後「無偏移」電荷在相位 4 期間傳輸至下一級，同樣的程序繼續用在 C6 上。
陷波濾波器的大衰減移除了輸出漣波，也會將訊號過濾至一定程度，這項整合及轉換會造成訊號延遲，根據補償電容器連接的方式，連帶影響到電路。
請注意，C2 及 C3 已經分隔成「a」及「b」部分，「b」部分將大多數的補償退回濾波器輸入 (C2b = 6pF)，維持訊號路徑良好的連續時間特性；較小的「a」部分 (C2a = 1pF) 則返回濾波器輸出，提供區域迴路足夠的穩定性。
此種複雜的補償方式，造成雜訊位準稍微升高到 20 kHz 以上，在圖十六中可以看出。
| 《圖十六 DC 至 20 kHz 及 200 kHz 的雜訊頻譜；運算放大器增益 G = 10。》 - BigPic:708x206 |
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--作者為德州儀器資深系統工程師--
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